差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构

本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及一种差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构。

背景技术：

差分介质谐振器天线是采用两个馈电端口直接输入差分信号的天线，被广泛的应用在现代通信系统中。由于平衡电路可大大减小串扰，射频前端电路常采用差分技术。差分馈电技术是指有两个端口同时馈电，馈入的信号为一对幅度相同、相位相反的差分信号。与差分信号相反的是共模信号，即一对幅度相等相位也相同的信号，一般是来自外界的噪声干扰等。单端口天线不能与其他差分通信单元直接相连，而是需要引入巴伦将差分信号转换成单端信号。巴伦的引入，一方面会降低系统的集成度，另一方面会给系统带来不必要的损耗，降低系统效率。差分天线很好的解决了这些问题，其采用一对差分馈电端口，直接输入差分信号，可免去巴伦，在一定程度上为系统减小损耗，也使射频前端具有更高的集成度。另外差分天线还具有一系列的优势，包括可抑制共模信号、高隔离度和很低的交叉极化方向图等等。介质谐振器因低损耗，高q值和体积可复用的优点被广泛应用于天线和滤波器的设计中，是高性能无线通信系统的研究热点之一。

到目前为止，基于差分介质谐振器天线进行滤波器集成设计的研究很少。实际上，除反射地外，差分介质谐振器天线由于其差分馈电的特性还具有另一种地——虚拟地，两种地可以同时被利用起来用于多功能的设计。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于：提出一种差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构，更好地满足现代通信的小型化要求。

为了达到上述目的，本发明提出的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构，包括：介质基板；设置在介质基板上表面的顶层金属层；设置在介质基板下表面的第一底层金属带条、第二底层金属带条和第三底层金属带条；连接第一底层金属带条和顶层金属层的金属通孔；矩形介质谐振器；设置在矩形介质谐振器的第一方向对称面上的第一金属带条；设置在矩形介质谐振器侧壁上的第二金属带条和第三金属带条；连接第二底层金属带条和第二金属带条的第一金属柱，连接第三底层金属带条和第三金属带条的第二金属柱。第二底层金属带条、第二金属带条及所述第一金属柱均关于矩形介质谐振器的第一方向对称面对称设置；所述第三底层金属带条、第三金属带条、第二金属柱和第一金属带条均关于矩形介质谐振器的第二方向对称面对称设置。

优选的，本发明所述的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构中，所述矩形介质谐振器的第一方向对称面为差分馈电虚拟地，第一金属带条为构成独立可控双通带滤波器的第一通带的谐振器结构；顶层金属层为介质谐振器天线的反射地，所述第一底层金属带条为构成独立可控双通带滤波器的第二通带的谐振器结构。

优选的，本发明所述的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构中，所述第一金属带条和所述第一底层金属带条可以弯折。

优选的，本发明所述的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构中，所述第一金属带条和所述第一底层金属带条可以通过不同宽度组合形成阶跃阻抗形式。

优选的，本发明所述的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构中，所述第一金属带条和所述第一底层金属带条可以使用一端短路的1/4波长谐振器形式，也可以使用1/2波长的谐振器形式。

优选的，本发明所述的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构中，所述顶层金属层上设置有对应于第一金属柱的第一通孔和对应于第二金属柱的第二通孔。

优选的，本发明所述的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构中，所述第二底层金属带条作为天线的馈电线，所述第三底层金属带条作为滤波器的馈电线。

优选的，本发明所述的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构中，所述第三底层金属带条上设置两个开路枝节，提供滤波器的传输零点。

与现有技术相比，本发明提出的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构中，首次提出将差分天线的虚拟地用来集成设计滤波器，此外，利用反射地也能获得微带滤波器功能进而为该滤波器提供了另一个独立可控的通带。本设计具有多功能，体积小，损耗低等特点。

附图说明

下面结合附图对本发明作进一步的说明。

图1是本发明差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构立体图；

图2是本发明实施例实现滤波器第一通带的结构示意图；

图3是本发明实施例实现滤波器第二通带的结构示意图；

图4是本发明介质谐振器主模电场分布图；

图5是本发明差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构的s参数和实际增益的仿真和实测对比图；

图6是本发明实施例滤波器的第一通带的中心频率随l3的变化图；

图7是本发明实施例滤波器的第二通带的中心频率随l5的变化图；

图8是本发明差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构在频率2.54ghz处e面和h面的辐射方向图的仿真和实测对比图；

附图标记：

1、介质基板；11、第一底层金属带条；12、第二底层金属带条；13、第三底层金属带条；131、开路枝节；132、第四底层金属带条；14、顶层金属层；141、第一通孔；142、第二通孔；2、矩形介质谐振器；21、第一金属带条；22、第二金属带条；23、第三金属带条；212、第四金属带条；3、金属通孔；4、第一金属柱；5、第二金属柱。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。

为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。

参见图1、图2、图3是本发明实施例的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构示意图。矩形介质谐振器2的尺寸为a×a×h，其相对介电常数为38，正切损耗角为1.5×10^-4。为了充分利用第一方向对称面(主模te11δ模式的虚拟地面)，矩形介质谐振器2由两个大小相同部分，使用胶水(εrg＝9.5，厚度为0.03mm)粘贴并安装在介质基板1的反射地上。厚度为h0的正方形介质基板1的型号是rogers4003c(相对介电常数为3.55，正切损耗角为0.0027)。

下面将结合图1至图3将本发明实施例中的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构分为天线和滤波器两部分进行具体说明。

天线部分：端口1-1'是本发明实施例中差分天线的差分端口，对应于设置在介质基板1下表面的第二底层金属带条12，与矩形介质谐振器2侧壁上的第二金属带条22通过第一金属柱4穿过介质基板1上表面的顶层金属层14上的第一通孔141连接在一起，第二底层金属带条12为一对宽度为w0的50ω微带线，对称于矩形介质谐振器2的第一方向对称面(xoz平面)对称设置，第二金属带条22为一对平行于第一方向对称面的分别对称设置于矩形介质谐振器2两侧侧面上的尺寸分别为w1，l1和h1的t型金属带条，端口1-1'用于激励矩形介质谐振器中的主模te11δ模式。该模式的电场分布如图4所示，显示了差分模式的典型特征。在第一方向对称面附近的电场垂直于该平面，第一方向对称面可以称为工作模式的虚拟地。与单端模式相比，虚拟地抑制了共模信号，从而为本发明实施例的差分天线提供了更佳的噪声抑制能力和更小的交叉极化。该第一方向对称面上的任何电路都不会影响工作模式的电场分布，实现了天线性能的独立性。

滤波器部分：本发明实施例的差分天线的(即虚拟地)用于设计带通滤波器。图2展示出了在第一方向对称面虚拟地上设计的滤波器的第一通带的结构。图3展示出了滤波器第二通带的结构示意图；第三底层金属带条13、第三金属带条23、第二金属柱5和第一金属带条21均关于矩形介质谐振器2的第二方向对称面(yoz面)对称设置。图3所示的端口2和端口3设置在沿第一方向对称面的介质基板1边缘两侧，对应于设置在介质基板1下表面的第三底层金属带条13，作为滤波器的输入和输出端口，与设置在矩形介质谐振器2侧壁上的第三金属带条23通过第二金属柱5穿过介质基板1上表面的顶层金属层14上的第二通孔142连接在一起，设置在矩形介质谐振器2第一方向对称面xoz平面上的第一金属带条21，为两个宽度为w4，长度为1/4波长的u形弯折条形谐振器耦合在一起，其耦合系数由距离d2控制，每个条形谐振器的末端都接到反射地上短路。每个条形谐振器直接由另一个长度为d1宽度为w3的第四金属带条212连接到设置在矩形介质谐振器2侧壁上的长度为h2，宽度为w2的第三金属带条23进行馈电。这一部分结构是在差分虚拟地上电路结构，实现双通带滤波器的第一通带。

图3还显示了设计在介质基板1底面上的滤波器第二通带的结构。滤波器的输入输出端口通过设置在介质基板1下表面的第三底层金属带条13(50ω微带线)经过一个半径为r1的焊盘后通过一小段宽度为w7的第四底层金属带条132与设置在介质基板1下表面的第一底层金属带条11相连接，第一底层金属带条11为一对相互耦合的、相互靠近一端通过第三金属柱3短路的1/4波长的弯折谐振器，该谐振器通过不同宽度w5、w6组合形成阶跃阻抗形式，以便于调节耦合系数和实现与输入输出端口的阻抗匹配。这一部分结构是以差分天线的反射地为地的微带电路结构，实现双通带滤波器的第二通带。

为了在滤波器的通带之间引入传输零点，在双通带滤波器馈电端的第三底层金属带条13上添加了两个开路枝节131。

本发明实施例的双通带滤波器功能的第一和第二通带的电路被反射地隔离，因此两个通带可以独立控制。由于滤波器的第一通带设计在虚拟地面上，而第二通带与天线之间有反射地的天然隔离，因此滤波器和天线功能不会相互影响，可以独立工作。

本发明差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构，为了清楚地说明本发明实施例的滤波器部分独立可控的特性，进行了参数扫描分析。其中，当一个参数改变时，其他参数保持固定。图5和图6展示出了滤波器仿真的通带的中心频率相对于不同参数尺寸的变化。图5中可以看到，随着l3从4.2mm增加到4.8mm，这意味着虚拟地面上谐振器的长度增加，滤波器的第一通带的中心频率逐渐减小，而第二通带的值保持不变。在图6中，当l5从14.4mm增加到15.2mm时，表明基于反射地的微带谐振器的长度增加，第二通带的中心频率减小，而第一通带的中心频率保持恒定。基于以上讨论，得出结论，滤波器的两个通带的中心频率可以独立控制，这大大提高了设计的自由度。在图5和图6中，可以看到在每个频带的边缘总是有传输零点。而第一和第二通带之间的传输零点是由1/4波长的开路枝节131带来的。所有传输零点都会提高滤波器的选择性。

本发明实施例对各部分的尺寸进行优化，个参数具体如下表所示：

使用软件hfss、安捷伦e5230c网络分析仪以及微波暗室对本发明实施例的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构进行模拟和测量。本发明实施例差分天线的工作在2.54ghz，仿真和测量的10db带宽均为2.7％。仿真的最高增益达到4.5dbi，测得的增益为4.3dbi，如图7所示。本发明实施例差分天线的仿真和测试的辐射方向图如图8所示。得益于差分馈电，天线的仿真和测试交叉极化分别在-60db和-38db以下。测试交叉极化抑制水平的下降主要是由于测量中所用的巴伦的轻微不平衡以及胶水引起的不对称所致。

参照图7，还可以看到，在本发明实施例滤波器功能中仿真的第一通带位于约2.1ghz，带宽为13％，测试的第一通带位于2.05ghz，带宽为13.6％；仿真的第二通带中心频率为3.3ghz，带宽为7.2％，测试的第二通带中心频率为3.3ghz，带宽为7.3％。两个通带的仿真和测试的回波损耗均大于25db。第一个通带的仿真和测量插入损耗分别为0.9db和1.6db，第二个通带的仿真和测量损耗分别为1.0db和1.55db。测试损耗包括实验中使用的sma连接器和馈电线的损耗。由于每个sma连接器在整个频率范围内都会引入大于0.15db的插入损耗，并且由于设备组装而产生误差，因此所测量的插入损耗也是可以接受的。

本发明实施例的差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构的仿真和测量结果取得了良好的一致性。

上面结合附图对本发明实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。

除上述实施例外，本发明还可以有其他实施方式。凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均在本发明要求的保护范围。