专利名称：单输入锁相压电变压器驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及变压器的电源电路领域，尤其涉及一种锁相压电变压器驱动电路。
通常，压电变压器用在电视、影印机、LCD背照光等的电源中。已有技术的压电变压器设计方案基于公知的Rosen设计方案(美国专利US2,830,274)。这些已有技术高压变压器设计方案是一种压电陶瓷片(ceramic plate)型的，包括一驱动部分和一受驱动部分，这两部分中的每个部分具有不同的极化强度(polarization)。不同的极化强度提供变压。
压电变压器本来就是高品质因数(高Q)谐振器，它们必须在一特定谐振频率下受到驱动，以在一给定输出负载时实现最大的能量转换。这有一些缺点，即，压电变压器的谐振频率点取决于外部变量，这些变量包括时间、温度、输出负载和其他变量。除非驱动频率可以受到连续校正之外，这些变量使得变压器的最佳功率输出随着频移而降低。如果驱动电路无法跟踪谐振频率，那么将无法最有效地使压电变压器工作。
已有技术驱动电路已经使用具有降低压电变压器品质因数(Q)的方法的固定频率振荡器。就降低品质因数其本身来说，导致比最佳工作效率小。另外，由于上述原因，在一固定频率下工作效率很低。需要一种反馈机构来控制驱动频率。可是，使用电压反馈并不稳定，因为在电压输出曲线的峰值处出现峰值功率。在这种情况下，对于较小的电压反馈变量来说，向上调整驱动频率就象向下调整它那样容易。不希望的是，如果反馈使得频率沿错误方向发展，那么该环位相相差180°，并且在一低功率点锁定。
锁相环在本领域是公知的，已被用来控制振荡频率。可是，锁相环尚未被用来控制压电变压器。由于其高品质因数性质，压电变压器需要的相位调节和灵敏度比可从现有锁相环中得到的更严密。通常，锁相环比较两个AC信号的相位，并且将-DC校正电压提供给—振荡器的AC驱动电路。另外，锁相环通常需要用环路滤波器来防止DC信号上的噪声干扰驱动电路的工作。而且，商用锁相环是很复杂的电路，它们尤其适于用快速锁定进行的频道转换。对于驱动压电变压器的窄范围频率来说，不需要这些功能。
需要一种压电变压器的改进驱动电路，它成本低，使用现成的元件，并且提供严密的相位调节和良好的灵敏度。而且，需要一种压电变压器的改进驱动电路，它无需DC变换。另外，需要一种压电变压器的改进驱动电路，它需要一参考信号，并且跟踪受驱动压电变压器的谐振频率，以便在动态负载条件的最大效率和/或功率输出下工作。
图1是根据本发明一压电变压器的变压器简化电路方框图；图2是根据本发明用来驱动一压电变压器的电路的第一实施例示意图；图3是根据本发明用来驱动一压电变压器的电路的优选第一实施例详细示意图；图4是根据本发明用来描述图3输入电路工作的波形图；图5是根据本发明用来驱动一压电变压器的电路的第二实施例示意图；图6是根据本发明一压电变压器和负载的等效电路示意图；图7是根据本发明一压电变压器的动生(motional)与输出相位和功率的图形表示；图8是根据本发明一压电变压器的输入相位和功率的图形表示；图9是根据本发明一压电变压器的动生与副抽头相位和功率的图形表示。
本发明是一种压电变压器驱动电路，它被锁定到来自压电变压器输出的相位信号。在第一实施例中，该相位信号用来触发一低成本的现成定时电路，该定时电路控制耦合到压电变压器一输入上的驱动电路的驱动频率。这无需使用DC变换就能实现。有利的是，这种压电变压器的驱动电路跟踪受驱动压电变压器的谐振频率，以便在最大的效率和功率输出下工作。在第二实施例中，该相位信号用来触发一改进型低成本的现成锁相环电路，该电路提供严密的相位调节和良好的灵敏度。
对本发明来说，驱动频率的相位控制是单调的，即，仅在一个工作点处稳定。另外，压电变压器的相位控制在压电变压器的峰值输出点处基本上为线性。这导致压电变压器有一个稳定的输出电压(和频率)环路相/频控制。此外，可以调整相位控制以另外跟踪压电变压器的峰值输出点，从而保持动态负载条件的最佳效率和输出。
参见图1，本发明是一压电变压器驱动电路10，该电路10包括一压电变压器12和一相位触发驱动电路16，压电变压器12的输出信号20耦合到负载14上，而相位触发驱动电路16耦合到压电变压器12的输入端。另外，压电变压器12提供一反馈相位信号18，该信号18耦合到相位触发驱动电路16上。相位信号18来自压电变压器12的输出信号20。相位信号18也可来自压电变压器12上的副抽头(auxiliary tap)24。副抽头24的优点在于可以从压电变压器12的输入电极与输出电极上电拆除下来。而且，副抽头24提供的可用信号电平比可从高电压输出信号20得到的更低。来自压电变压器12的输出信号20的相位用来控制相位触发驱动电路16的驱动频率22，相位触发驱动电路16耦合到压电变压器12的输入端。这样，相位信号18触发驱动电路16，以使压电变压器输入信号被锁相至驱动电路16。
本领域公知的一个Rosen型压电陶瓷变压器被用于本发明中，并且工作在厚度扩展模式(thickness extensional mode)下。可是，应认识到，本发明可用来驱动许多具有不同工作模式的不同压电变压器类型。
压电变压器12的具体结构(如图2所示)包括一输入部分26和一输出部分28。输入部分26包括一对相对的输入电极。输出部分28包括一输出电极30，该输出电极30设置在压电变压器12的端部且耦合到负载14上。该实施例中，输出部分28提供一反馈相位信号18。副抽头24可以设置在压电变压器12的输出部分28的接近输入部分26的位置上。副抽头24可以利于用来提供一相位信号18，相位信号18的信号电平比来自输出电极30的信号电平更可用。另外，副抽头24可从输入部分26、输出电极30和负载14上解耦合。还有另外一个优点，即，在用不同的极方向(poling direction)制造压电变压器12中预先需要副抽头24。在制造这种压电变压器12的过程中，副抽头24用来提供输出部分28的适当极方向，这与输入部分26的极方向不同。通过利用压电变压器12上的副抽头24，不必在节省一处理步骤的工艺过程中消除它。
图2示出本发明的第一实施例，包括(例如如上所述)一压电变压器12、一相位触发驱动电路16和一负载14。负载14耦合到压电变压器12的输出信号20上。该输出信号20还耦合到相位触发驱动电路16上，该电路16驱动压电变压器12的输入。
负载可以是各种不同的类型和结构。根据所要满足的应用条件，几种公知输出电路中的一种可以包括这种负载。在一种类型的负载中，压电变压器的输出可以用来直接驱动一AC装置，而不用任何特别插入的元件。可是，一般使用某种类型的特殊输出电路。通常，DC整流电路如半波整流器用来提供一DC输出信号。此外，一阻抗匹配电路可以用来将压电变压器的最佳工作负载阻抗与一特定的用户应用输入阻抗相匹配。提供上述各种输出电路的技术在本领域是公知的，这里不再介绍。优选的是，负载是例如用于LCD背照光的灯，它由变压器的AC输出信号直接驱动。
相位触发驱动电路16包括一定时电路(IC1)和一功率元件(Q1)。定时电路用来直接驱动功率元件。功率元件驱动压电变压器12的输入。本发明利用可买到的低成本现成元件。例如，定时电路是一种通常可买到的555定时IC。所使用的功率元件是一功率FET，如IRF511，它易于买到。可是，应认识到，在不脱离本发明新颖的教导与范围的情况下，可顺利使用各种不同的功率元件。
相位触发驱动电路16还包括电感L1，选择电感L1以使其与压电变压器12的输入电容C1(图中未示，但通常为50nf～100nf)相谐振。L1和C1构成一谐振电路，该电路在比压电变压器12的谐振频率高10％的频率下产生谐振。谐振频率通常在Rosen型压电变压器的50kHz～100kHz范围内。电阻R1、R2和电容C2耦合到定时器上，以便使定时器在非稳态模式下工作，并且预置定时IC的频率。定时IC以40％占空度工作，以防止功率FET在振荡环周期(tank ringperiod)期间导通。可是，由于驱动频率不是正弦谐波频率，所以出现可以在压电变压器中激发其他谐振模式的情况。为了使压电变压器工作于不希望频率模式下的可能性最小，选择各元件以使定时电路在一个窄频带范围内工作，该窄频带位于理想PT谐振范围的中央。反馈相位信号18取自压电变压器12的输出部分28，并且用来将相位触发驱动电路16锁相至压电变压器12的谐振频率。
相位信号18取自压电变压器12输出部分28所产生的输出信号20。输出信号20可以具有非常高的电压。高电压相位信号不能用来提供反馈，而在未被分压(divide down)至一更可用信号电平时，还可能破坏电路。因此，优选使用设置在压电变压器12输出部分28上的副抽头24。副抽头24位于输出部分上，以便提供约为输出信号20电平5％的信号电平。
有利的是，不必实际将一副抽头加到压电变压器上。该抽头已用于制造压电变压器中，从而提供压电变压器12输出部分28材料的适当压电的极方向。另外，该抽头与压电变压器的输入和高电压输出之间电隔离，以防止可能的电路损坏。此外，由于该抽头提供高电流和在约10欧姆～100欧姆合理低阻抗范围内耦合的阻抗，所以该抽头是比直接耦合到高电压输出信号20的阻性源或容性源更好的相位信号18的源，该信号可以反过来影响高电压输出信号20。
(如取自副抽头24的)相位信号18通过一电阻网络耦合到定时IC上。R4是一去耦电阻，用来隔离C3的阻抗。电阻R4将相位信号18耦合到定时IC的阈值输入信号上。R4与R3的比约为10∶1，以使不稳态模式工作中的正常阈值电压基本上不减小。电容C3和电阻R5用来调整相位信号18的相角。
用来将定时IC锁定到压电变压器的技术是用来“过驱动(overpower)”定时IC的阈值输入信号。工作中，当变压器电路10得电时，压电变压器12的输出信号20为零。在不稳态多谐振荡器模式下构造定时器，这有利于提供自激振荡。当多谐振荡器开始振荡时，压电变压器12由多谐振荡器经功率FET在其谐振频率附近处(约谐振频率之上10％)驱动。
在少数几个周期之后，压电变压器12的输出信号20增加到一个点，在该点，多谐振荡器阈值输入处的电压是C2两端电压与R3两端分压这二者的一个分量。在该点，多谐振荡频率在变压器谐振频率之上。随着多谐振荡频率朝向谐振频率降低，反馈信号18的电平将提高，而反馈信号18频率的提高将使多谐振荡频率进一步朝向谐振频率降低。
最后，反馈相位信号18的信号电平增加到一个点，在该点，阈值触发点只取决于反馈相位信号18，且总是由反馈相位信号18所确定。在这一点上，反馈信号已“过驱动”了阈值触发输入信号，而多谐振荡器只在反馈信号波形上触发，将多谐振荡频率锁相至压电变压器频率。定时器芯片现在象一键控多谐振荡器一样工作，其频率压到反馈频率，而占空度通过选择元件值来确定。在每个周期，随着相位信号降低到零，多谐振荡器的阈值输入信号受到触发，这使Q1截止，并且使压电变压器环周期(ring period)开始。而且，以40％的占空度工作，以防Q1在振荡环周期期间又导通。
有利的是，用一个简单的定时电路和仅仅单独一个反馈信号就能自动实现锁相，而无需已有技术锁相电路中所需的外部参考频率。
C3和R5的值用实验的方法确定，以提供来自压电变压器最大输出功率的约45°相角。虽然来自压电变压器12的输出信号20在零相位时最大，可是压电变压器的驱动信号不是正弦曲线。所以，相角相对于定时器周期(timer cycle)不为零，因此有相移。
有利的是，压电变压器功率输出上的3db点距谐振频率约为±190Hz，这些点中的相位变化约为45°。所以，本发明提供一种基本反馈增益能力，该能力使操作非常稳定。
第一实施例中，采用具有约75kHz谐振频率的压电变压器。L1为68μHy。C2为0.001μf.C3为220pf。R1为2.7kohm。R2为5.6kohm。R3为10kohm。R4和R5每个都为100kohm。
图3示出提供增强稳定性的本发明优选第一实施例。该优选第一实施例包括图2第一实施例的电路，该第一实施例的描述在此引入以作参考。本实施例通过改变反馈环增加了对相位信号18的相角误差校正，以包括有效的相位调整。当动态负载由压电变压器驱动时，就需要进行相位校正。压电变压器是一种高阻抗装置。动态负载将影响压电变压器的谐振频率，并且还改变输出信号与动生电流(motionalcurrent)之间的相移，但不会影响电隔离的副抽头。由于希望为现实负载变化提供最大的压电变压器输出，所以压电变压器的输出信号收到监控，且用来为反馈相位信号18提供相位校正。
本优选第一实施例包括一相位校正网络，该网络包括耦合到压电变压器12输出信号29上的分压器R6和R7，分压器R6和R7用来将高信号电平降低到更可用的电平。电阻分压器R6和R7可以由一等效电抗电容分压器代替。电容分压器更易于集成，其集成的成本比高阻值电阻R6和R7低。同样地，流过负载的电流可以通过插入一个电阻或电容而受到调节，该电阻或电容与负载的接地端相串联。另外，本优选第一实施例提供一个整流器或等效电路，该整流器耦合到分压器上。该整流器将一信号输出给一比较器，比较器将整流器输出信号与一参考信号相比较。比较器驱动可变电阻元件，该元件优选为一FET，它耦合到电容C3上。
可变电阻元件Q2随后通过相位调整网络R5和C3更改相位信号18的相角。在该FET的栅极和源极两端使用一可选择的0。001μf电容(图中未示)有助于使FET在(约75kHz)工作频率处线性化。这样，调整环路相角，以保持恒定的输出电压、电流或功率。
在本优选第一实施例中，R6为24.4Mohm，R7为100kohm，精密的整流器和比较器由Texas Instruments的TPS7133Q IC提供，Q2为MPF111 FET。使用TPS7133Q使得在本发明中能在约1％的范围内调节线路与负载这二者。
图4示出一波形图，这些波形用于说明本发明优选第一实施例的工作。第一条曲线表示定时IC的输出(引脚3)处表现出的信号，此处，输出处于导通(高电平)40％的周期。第二条曲线表示定时IC的触发端(引脚2)处的信号，此处，信号的转换由定时元件控制。第三条曲线表示从功率FET Q1向压电变压器的输入信号。最后一条曲线表示进入精密整流器中的分频输出信号。
图5示出本发明的第二实施例，该实施例采用一种传统的锁相环(PLL)IC，该锁相环IC优选为MC14046B。可是发现，PLL的标准配置不会为本发明工作。若要实现对高Q装置如压电变压器的严密相位调节，对于1度的相位变化来说，需要改变约100Hz或更多。现有的PLL IC本身不具有这样的灵敏度。
这种PLL的一种应用是跟踪FM的解调频率。对于这种类型的应用来说，PLL环的跟踪能力的较重要之处在于，解调的带宽由PLL确定。来自VCO与一参考输入信号相位比较的误差信号控制VCO频率。当锁定时，两个频率相同，误差信号(解调)与相对相位误差成正比。
本发明的不同之处在于，不采用外部参考信号，而是需要振荡器与压电变压器之间有一恒定的相位差。另外，对于压电变压器应用来说，无需PLL稳定性或带宽。如图所示，本发明把具有高DC增益的积分器耦合到PLL IC上，该积分器在相位比较器与VCO输入端之间。在这种结构中，仅几秒钟的相位差将使振荡频率产生很大变化。选择R8和C4的RC时间常数，以使来自一PT设计方案中一定长度、宽度、厚度和电极组合的其他寄生声学谐振模式(parasitic acousticresonance mode)最小。
有利的是，本发明跟踪转换为相角的最大输出功率。若相角保持恒定，则振荡频率偏移以保持功率转换(power transfer)恒定。
这种积分器结构使得能够通过在运算放大器上比较器“+”输入端施加一相位调整信号来设定确切的相角，运算放大器优选是一LM324运算放大器。本实施例中，电容分压器C5和C6用来得到相位比较器的反馈相位信号。该反馈相位信号通过一隔离电阻R9耦合到PLL上。优选的是，该相位反馈信号得自副抽头24。另一方面，该相位反馈信号也可得自输出信号20。这种情况下，C5与C6的电抗比约为1∶100，以便基本上消除输出信号20的任何容性载荷，同时为IC相位比较输入端提供一足够的信号电平。
采用与第一实施例中实现的调节相同或相似的DC调节，允许通过使谐振相位偏移而进行严密的电压调节。另外，压电变压器的驱动器可以是一推挽结构中的单端结构(如图所示)或桥式结构。
第二实施例中，L1为83μHy，R8和R9为100kohm，C4为0.001μf，C5为1μf，C6为0.01μf。设定相位调整量，以得到稍为阻性输出的90°相角。
本发明的优选第二实施例提供一种改变的反馈环，以包括类似图3实施例的有源相位调整，图3实施例在此引入以作参考。当动态负载由压电变压器驱动时，需要进行相位校正。当压电变压器是一高阻抗装置时，动态负载将影响压电变压器的谐振频率，并且还改变输出信号与动生电流之间的相移，但不会影响电隔离的副抽头。由于希望为现实负载变化提供最大的压电变压器输出，所以压电变压器的输出信号20受到监控，且用来提供相位校正。
本优选第二实施例包括一相位校正网络，该网络包括耦合到压电变压器12输出信号20上的电容分压器C7和C8，电容分压器C7和C8用来将高信号电平降低到更可用的电平。C7与C8电抗比约为1∶100，以便基本上消除输出信号20的任何容性载荷，同时为整流器提供一足够的信号电平。电容分压器C7和C8可以由一等效电抗电阻分压器代替。可是，电容分压器集成的成本比高阻值电阻低，还更易于集成。同样地，流过负载的电流可以通过插入一个电阻或电容而受到调节，该电阻或电容与负载的接地端相串联。另外，本优选第二实施例提供一个整流器或等效电路，该整流器耦合到分压器上。该整流器将一信号输出给一比较器，比较器将整流器输出信号与一参考信号相比较，参考信号例如是来自膝上型计算机亮度控制的D/A输出信号或另一类似源。然后比较器驱动PLL的相位调整引脚。该PLL可以包括比较器和电压参考信号。
第一与第二优选实施例中，图3和5的电路适于驱动一动态负载，如一冷阴极LCD背照光装置。有利的是，本发明提供一种适合LCD背照光装置动态负载特性的装置。而且，本发明可以与不同的灯组件一起使用，同时考虑了不同组件之间的寄生电容差。
用来驱动的象LCD背照光这样装置的压电变压器必须工作于一个宽的(三十或更多个)负载阻抗范围，这归因于灯放电导电(strikeconduction)和最大亮度之间的阻抗差。仅保持频率恒定无法使灯放电和最大亮度具有足够的电压。宽范围负载阻抗使峰值电压输出所需的频率偏移100Hz以上。本发明使变压器频率总是锁定在一峰值输出电压或一可预测的值上。
未放电灯与全输出功率灯之间的阻抗差范围在1Mohm～50kohm左右内。如果压电变压器输出是一恒定电压，那么跟踪不会成问题。可是，压电变压器必须在谐振状态下工作，以实现最大的输出电压(或者可能是最大效率稍有不同的频率)。还有，动态负载变化使一阻抗反射(reflection)回到压电变压器中，改变了等效动生电路谐振，由此改变谐振频率。
希望将动生电流用作反馈，因为动生电流的相位在峰值输出电压处为零。可是，动生电流一般不易取得。另外，使用反馈的输出信号可能会带来一些问题。需要电阻性的耦合或电容性的耦合，以便直接接进输出。这由于包括不希望的相移而影响压电变压器的载荷，另外也影响灯的动态负载变化。
例如，图6示出驱动一负载RL的压电变压器等效电路的简化模型。C1是压电变压器的低频输入电容。Lm和Cm分别是谐振机构的等效动生电感和动生电容。CO是与任意负载电容相并联的低频输出电容。RL是动态灯电阻。应指出的是，CO和RL由变压器匝数比变换。当灯关闭时，RL基本上断开，而CO与Cm相串联。这种情况下，压电变压器在其最高频率处产生谐振。当RL降低时，它并联CO，使谐振点能接近压电变压器的最低频率。
图7示出两个负载条件的计算频率和相位，这两个负载分别是RL＝10kohm和RL＝1Mohm，且CO＝10pf。下部的曲线32、34是进入RL的有效功率。如图所示，10kohm负载的最大功率在频率约为78kHz的地方。1Mohm负载的最大功率在频率约为80kHz的地方。中间的曲线36、38是两负载输出电压的相位。上部的曲线40、42是两负载动生电流的相位。应指出的是，对于两个负载条件来说，动生电流的相位为零，但输出电压的相位相对于两个负载条件偏移约90°。
如果一PLL锁定在灯负载(高RL)上输出电压的-90°相位处，那么当该负载增大(RL更低)时，锁定频率将位于最大功率输出的不适当频率处。显然，如果环路能够只锁定在动生电流的相位处，那么可以实现最大的输出功率跟踪。
通常，无法得到动生相位的输出。如上所述，对输出电流的锁相有些困难。对输入电流的锁相也有困难，因为存在两个零相位点。图8示出10kohm和1Mohm各自的输入电流相位曲线44、46，以及用于参考的有效功率曲线。任一负载的两个零相位点使PLL不稳定，除非该频率可以限制到只包括一个相位点的频率范围内。这对于压电变压器的窄频带工作来说是不实际的。
本发明提供这些问题的一种解决方案，这种方案提供一反馈信号，该反馈信号跟随动生电流相位，且从与输出信号相关联的相位变化上去耦。这通过利用一个设置在压电变压器上的副抽头(在前面图2和5中表示为24)来实现。为了得到跟踪动生电流的电压输出值，在辅助输出(auxiliary output)两端设置一电阻，它基本上小于副抽头的容性电抗，优选能产生与动生电流成正比且同相的电压。这样，有利的是，本发明提供一反馈信号，该反馈信号跟踪10kohm～1Mohm负载阻抗极值处的动生电流。
图9示出两个负载条件下来自副抽头的反馈信号的计算频率和相位，这两个负载分别是RL＝10kohm和RL＝1Mohm，且CO＝10pf。图中还包括两负载的有效功率曲线和动生电流曲线。上部的曲线48、50分别是副抽头10kohm和1Mohm负载的相位。应指出的是，副抽头信号表示对应于最大功率输出的零相位点。因此，来自副抽头的信号可被成功地用来跟踪最大功率输出。
通过采用对应于锁相最大输出功率的零相位点，本发明充分利用了副抽头。本发明的另一优点在于，副抽头从压电变压器中取出的功率不大，因为其尺寸小，且与输出信号没有明显的容性耦合。此外，尽管本例中将本发明模拟为具有5∶1的匝数比，不过本发明也可用于其他压电变压器类型，这些类型包括Rosen、3阶(3rd order)和多层的类型，但并不限于这些类型。
本发明提供一种用来驱动锁相结构下的压电变压器的方法。该方法包括多个步骤，第一步是提供能在不稳定模式下工作且具有一触发输入端和与分压网络相耦合的阈值输入端的555定时电路，还提供一相位调整网络和适于驱动压电变压器的输出信号。第二步包括向定时电路供电，以使振荡输出信号能够驱动压电变压器，从而当压电变压器在谐振频率处受到驱动时从压电变压器中产生一输出量。第三步包括把从压电变压器上得到的相位信号施加给定时电路的触发输入端。最后一步包括通过分压网络将相位信号耦合到定时电路的阈值输入端。当该相位信号升到向压电变压器的频率提供锁定的阈值之上时，该相位信号触发阈值输入端。
在一优选实施例中，提供的步骤包括响应于从压电变压器上得到的相位变化而提供一相位校正网络的步骤，该网络将一相位校正信号施加到相位调整网络上，以保持压电变压器的最大功率和效率。
有利的是，该方法提供一种锁相压电变压器驱动电路，该电路仅用单独一个相位输入端，而不用传统的PLL电路。另外，该方法使驱动电路适用于动态负载条件。此外，该方法需要采用一参考信号，且该方法对压电变压器的谐振频率进行跟踪，以便使压电变压器工作在动态负载条件的最大效率和功率输出下。
尽管已经描述和表示出本发明的各种实施例，不过应理解的是，在不脱离本发明较宽范围的情况下，本领域的普通技术人员可以对前述实施例进行各种修改和替换以及重新整理和结合。
权利要求
1．一种用来驱动一动态负载的锁相电路，包括一压电变压器，它具有一输入部分和一输出部分；和一相位触发驱动电路，它响应于从输出部分耦合出的反馈相位信号，该相位触发驱动电路将一驱动信号输出给压电变压器的输入信号，将该驱动信号锁相至反馈相位信号，以使压电变压器可在最大功率和效率下工作。
2．权利要求1的锁相电路，其中输出部分包括用来驱动动态负载的输出电极，反馈相位信号从输出电极耦合到相位触发驱动电路上。
3．权利要求l的锁相电路，其中输出部分包括一个副抽头和用来驱动动态负载的输出电极，该副抽头提供反馈相位信号，并且与输入电极和输出电极相互电隔离，来自副抽头的反馈相位信号具有比来自输出电极的电平低的信号电平。
4．权利要求1的锁相电路，其中相位触发驱动电路包括555定时电路定时电路的输出信号所控制的功率元件；电感，它可通过该功率元件被变换耦合，以与压电变压器的输入电容相谐振；相位调整网络，它通过一电阻网络耦合到定时电路的阈值输入端；和外部元件，它们耦合到定时电路上，以便定时电路作为一个不稳多谐振荡器工作，施加由压电变压器的输出部分提供的反馈相位信号，以过驱动定时电路的阈值输入信号，以便将定时频率锁定给反馈相位信号。
5．权利要求4的锁相电路，还包括一相位校正网络，其中反馈相位信号由一副抽头提供，该副抽头设置在输出部分上，该相位校正网络响应于动态负载所引起的相位变化，将一相位校正信号施加给相位调整网络，以保持压电变压器的功率和效率最大。
6．权利要求5的锁相电路，其中相位校正网络包括一分压网络、一精密整流器、一比较器和一可变电阻元件，该分压网络将压电变压器的输出信号耦合到精密整流器上，精密整流器将一整流信号输出给比较器，比较器将该整流信号与一参考信号相比较，且比较器驱动可变电阻元件以改变相位调整网络中的电阻，以便调整反馈相位信号的相位，从而基本上防止动态负载降低压电变压器的最大功率和效率。
7.权利要求1的锁相电路，其中相位触发驱动电路包括一锁相环(PLL)电路，它包括具有两个输入端和一个输出端的相位比较器和具有一个输入端和一个输出端的压控振荡器(VCO)；一功率元件，它由VCO的输出端控制；一电感，它可通过功率元件被变换耦合，以与压电变压器的输入电容相谐振；一相位调整网络，它耦合在相位比较器一个输出端和VCO输入端之间，一反馈相位信号由压电变压器的输出部分提供，该反馈相位信号被施加给相位比较器的一个输入端，VCO的输出信号施加给相位比较器的第二个输入端，以便将VCO的频率锁定给反馈相位信号。
8.权利要求7的锁相电路，其中相位调整网络包括具有一输出端、一反相输入端和一同相输入端的运算放大器，该运算放大器的输出端耦合到VCO的一个输入端，一电容从运算放大器的输出端接至反相输入端，一电阻将相位比较器的输出端耦合到反相输入端，一相位调整信号耦合到同相输入端，该运算放大器构造成一个积分器，以使PLL工作在一窄相位范围上，且PLL的增益基本上被增大。
9.权利要求1的锁相电路，其中动态负载是一个荧光灯。
全文摘要
一种用来以一锁相模式驱动压电变压器(12)的电路(10),它不用外部参考信号。该电路(10)采用工作在稳定模式下的555定时电路,该电路响应于从压电变压器(12)的输出信号(20)耦合来的反馈相位信号(18)。反馈相位信号(18)过驱动定时器的触发电路,从而在压电变压器(12)的谐振频率处将定时器锁相至压电变压器(12)的输出信号。该电路(10)提供一个简化的锁相电路而无需普通的PLL结构。
文档编号H01L41/04GK1261986SQ98806902
公开日2000年8月2日 申请日期1998年4月21日 优先权日1997年5月7日
发明者H·W·梅克 申请人:Cts公司