专利名称：缓冲电路和使用该缓冲电路的功率变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于抑制在开关元件截止时的电压瞬变(ringing)的缓冲(snubber)电路，和使用所述缓冲电路的功率变换器，例如开关电源。
背景技术：
功率变换器的例子包括使用变换器变压器(converter transformer)的隔离型的开关电源和不使用变换器变压器的非隔离型的开关电源。
在两种类型的开关电源中，在开关元件截止时，由于扼流圈或者变换器变压器的一次线圈的漏感使得开关元件经受突然的电压变化(电压瞬变现象)。
提供缓冲电路主要是为了抑制电压瞬变。
如果开关电源在变换器变压器的一次线圈中具有大的漏电感，则在开关元件截止时电压瞬变是非常大的。因此，最好是缓冲电路可以更有效地抑制电压瞬变。
然而，当漏电感大时，利用常规的缓冲电路抑制电压瞬变会引起大的功率损耗。
发明内容
因而，本发明的主要目的是提供一种在开关元件截止时能够有效地抑制电压瞬变，同时又能够把能量损失保持在足够低的程度的缓冲电路。
本发明的其它的目的、特点和优点从下面的说明中可以清楚地看出。
概括地说，本发明是一种在功率变换器中的缓冲电路，所述功率变换器至少包括用于功率变换控制操作的开关元件；用于伴随着开关元件的操作存储并释放和所述功率变换相关的能量的磁性体；以及借助于在所述磁性体中存储的能量导通的换向二极管(commutating diode)，所述缓冲电路包括由串联连接的电容器和二极管构成的第一串联电路；以及由串联连接的线圈和二极管构成的第二串联电路，其中在电容器和换向二极管中的连接磁性体侧相连的状态下第一串联电路与所述换向二极管并联；并且所述第二串联电路连接在第一串联电路中的电容器和二极管之间的连接部分与磁性体中的非连接换向二极管侧之间。
上述的功率变换器不仅包括开关电源，而且包括其它类型的功率变换器，例如逆变器。
开关元件不仅包括开关晶体管例如双极晶体管和MOS晶体管，而且包括其它种类的开关元件。
上述的磁性体包括例如为变压器的二次线圈、扼流线圈和其它的磁元件的任何磁性体，该磁性体由于开关元件操作的结果存储和释放能量。
所述换向二极管包括借助于磁性体存储的能量而导通的二极管，例如例如在回扫(flyback)型开关电源中设置在变压器的二次侧的整流二极管，和在正向(forward)型开关电源中设置在变压器的二次侧的换向二极管。
在第一串联电路中，电容器和二极管的连接方式包括直接串联或间接串联。
其中第一串联电路和换向二极管并联的方式包括间接并联或直接并联的任何方式。
其中第一串联电路内的电容器和换向二极管中的连接磁性体侧相连的方式包括直接或间接和换向二极管的阴极侧或阳极侧相连的方式。
在第一串联电路的电容器和二极管的连接部分包括电容器和二极管直接或间接连接的任何方式。
在第二串联电路中，线圈和二极管的连接包括直接连接和间接连接的任何方式。
其中第二串联电路和磁性体的非连接换向二极管侧连接的方式包括直接或间接和磁性体的非连接换向二极管侧相连的任何方式。
按照本发明的缓冲电路，在能量完全存储在第一串联电路中的电容器的状态下，当开关元件截止时，因为电容器存储的能量释放通过磁性体，所以开关元件的电流不会快速变小，而是逐渐变小。
因而，可以抑制在开关元件截止时的电压瞬变。
在这种情况下，即使在使用变换器变压器的开关电源中使用线圈进行功率变换，使用抽头电抗器及其类似物的开关电源具有大的漏电感，因为元件由电容器、二极管和线圈构成，所以增强的电压瞬变作用不会引起功率损耗。
如上所述，按照本发明，可以抑制在开关元件截止时产生的电压瞬变，同时可以大大减少功率损耗。
按照本发明的功率变换器包括用于进行功率变换控制操作的开关元件；用于伴随着开关元件的操作存储和释放和功率变换有关的电能的磁性体；用于借助于磁性体存储的能量而导通的换向二极管；以及用于抑制在开关元件截止时的电压变化的缓冲电路，其中所述缓冲电路具有由电容器和二极管构成的第一串联电路以及由线圈和二极管构成的第二串联电路，在电容器和换向二极管中的连接磁性体侧相连的状态下，所述第一串联电路和所述换向二极管并联连接，并且第二串联电路连接在第一串联电路中的电容器和二极管的连接部分与磁性体中的非连接换向二极管侧之间。
按照本发明的功率变换器，因为使用缓冲电路，所以可以抑制在开关元件截止时产生的电压瞬变，并且能够大大减少伴随着所述抑制而产生的功率损耗。
通过参照
的本发明的优选实施例，将会使本发明的这些以及其它的目的和优点看得更加清楚，其中图1是表示按照本发明的优选实施例的开关电源的主要部分的电路图；图2A是在图1所示的开关电源中的开关元件SW1的电压波形图；图2B是在图1所示的开关电源中的开关元件SW1的电流波形图；图2C是在图1所示的开关电源中的整流二极管D1的电流波形图；图2D是在图1所示的开关电源中的换向二极管D2的电流波形图；图3是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应(behavior)；图4是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图5是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图6是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图7是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图8是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图9是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图10A是图3到图9所示的开关元件SW1的电压波形图；图10B是图3到图9所示的开关元件SW1的电流波形图；图10C是图3到图9所示的换向二极管D2的电流波形图；图10D是图3到图9所示的电容器C3的电流波形图；图10E是图3到图9所示的电容器C3的电压波形图；图10F是图3到图9所示的线圈L2的电流波形图；图11是表示本发明的另一个实施例的开关电源的主要部分的电路图；图12A是在图11所示的开关电源中的开关元件SW1的电压波形图；图12B是在图11所示的开关电源中的开关元件SW1的电流波形图；图12C是在图11所示的开关电源中的换向二极管D2的电流波形图；图13是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图14是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图15是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图16是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图17是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图18是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；
图19是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图20A是图13到图19所示的开关元件SW1的电压波形图；图20B是图13到图19所示的开关元件SW1的电流波形图；图20C是图13到图19所示的换向二极管D2的电流波形图；图20D是图13到图19所示的电容器C3的电流波形图；图20E是图13到图19所示的电容器C3的电压波形图；图20F是图13到图19所示的线圈L2的电流波形图；图21是表示本发明的另一个实施例的开关电源的主要部分的电路图；图22A是在图21所示的开关电源中的开关元件SW1的电压波形图；图22B是在图21所示的开关电源中的开关元件SW1的电流波形图；图22C是在图21所示的开关电源中的换向二极管D2的电流波形图；图23是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图24是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图25是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图26是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图27是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图28是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图29是表示开关电源的主要部分的电路图，用于说明每个部分中的电流响应；图30A是图23到图29所示的开关元件SW1的电压波形图；图30B是图23到图29所示的开关元件SW1的电流波形图；图30C是图23到图29所示的换向二极管D2的电流波形图；图30D是图23到图29所示的电容器C3的电流波形图；图30E是图23到图29所示的电容器C3的电压波形图；
图30F是图23到图29所示的线圈L2的电流波形图；图31是表示本发明的另一个实施例的开关电源的主要部分的电路图；图32是表示本发明的另一个实施例的开关电源的主要部分的电路图；图33是表示本发明的另一个实施例的开关电源的主要部分的电路图；图34是表示本发明的另一个实施例的开关电源的主要部分的电路图；图35是表示本发明的另一个实施例的开关电源的主要部分的电路图；图36是表示本发明的另一个实施例的开关电源的主要部分的电路图；图37是表示本发明的另一个实施例的开关电源的主要部分的电路图；图38是表示本发明的另一个实施例的开关电源的主要部分的电路图；以及图39是表示本发明的另一个实施例的开关电源的主要部分的电路图。
在所有这些图中，相同的元件用相同的标号表示。
具体实施例方式
下面参照图1到图10说明按照本发明的优选实施例的缓冲电路的开关电源。所述开关电源是一种作为功率变换器的例子的正向方案(forwardscheme)。
参见图1，一次侧的平波电容器C1对施加于其上的全波整流电压进行滤波。变换器变压器T1包括一次线圈和二次线圈，同时在变换器变压器T1中的漏感用L表示。开关元件SW1由晶体管构成，并和变换器变压器T1的一次线圈串联连接，通过导通和截止进行功率控制。
整流二极管D1的阳极连接在变换器变压器T1的二次线圈的一端。扼流线圈L1和整流二极管D1的阴极串联连接。换句话说，扼流线圈L1通过整流二极管D1间接地和变换器变压器T1的二次线圈相连。扼流线圈L1作为平波磁性体，其在开关元件S1导通时存储能量，在开关元件S2截止时释放能量。
换向二极管D2连接在整流二极管D1和扼流线圈L1的连接部分。换向二极管D2作为用于释放扼流线圈L1中的能量的二极管。二次侧平波电容C2和扼流线圈L1以及变换器变压器T1的二次线圈并联。
基本上按上述方式构成的正向方案开关电源的操作是熟知的，因此此处省略其详细说明。在这种情况下，开关电源是一种进行功率变换的电路方案，用于获得稳定的电流或电压，一般包括输出电压的检测电路，或控制器电路，用于按照检测的电压通过开关元件SW1的导通与截止周期的控制，把输出电压稳定地控制在恒值，不过，在本实施例中的图中没有示出这些电路。
缓冲电路10包括电容器C3和二极管D3的第一串联电路和线圈L2与二极管D4的第二串联电路。
第一串联电路20和换向二极管D2并联连接。在第一串联电路20中，电容器C3连接在换向二极管D2中的连接扼流线圈侧(磁性体连接侧)“a”。在这种情况下，扼流线圈连接侧a相应于换向二极管D2的阴极侧。
第二串联电路30连接在第一串联电路20中的电容器C3和二极管D3的连接部分b与扼流线圈L1的非连接换向二极管侧c之间。
参见图2A-2D，在随着开关元件SW1的导通和截止而产生的电流和电压的波形中，开关元件SW1的电压VSW1的变化如图2A所示。开关元件SW1的电流ISW1的变化如图2B所示。整流二极管D1的电流ID1的变化如图2C所示。换向二极管D2的电流ID2的变化如图2D所示。
参见图3和图10A-10F，按照模式式1到模式7说明在开关元件SW1截止时电压波动的抑制。
在每种模式中，电流由箭头表示。
图10A表示施加于开关元件SW1的电压VSW1(集电极电压)，图10B表示流入开关元件SW1的电流ISW1，图10C表示流入换向二极管D2的电流ID2，图10D表示流入电容器C3的电流IC3，图10E表示施加于电容器C3的电压VC3，图10F表示流入线圈L2的电流IL2。
(模式1)在模式1中，如图3和图10A-10F所示，开关元件SW1在模式1开始时导通。因为开关元件SW1导通，其电压VSW1接近0，其电流ISW1近似为一个预定值的恒值。
换向二极管D2的电流ID2为0。
从模式1开始到模式1的一半在电容器C3存储的能量较小的期间内电容器C3的电流IC3向负的方向增加，接着，随着存储能量的增加而减少，在模式1结束时，因电容器C3存储的能量已满而停止。
电容器C3的电压VC3向正的方向增加，直到模式1结束，线圈L2的电流IL2增加，然后在中途转为减少。
电流通过由变换器变压器T1的二次线圈、整流二极管D1和扼流线圈L1构成的第一通路以及由所述的二次线圈、电容器C3、线圈L2和二极管D4构成的第二通路流向平波电容器C2。
(模式2)在模式2中，如图4和图10A-10F所示，开关元件SW1的电压VSW1和电流ISW1和换向二极管D2的电流ID2根本不变。因为C3已经存储有能量，并且在全充电状态，所以电流IC3不再流入，因而电容器C3的电压VC3基本恒定。而线圈L2借助于其存储的能量作为电源流过电流IL2，即使来自电容器C3的电流截止。电流IL2逐渐减少，这是因为其能量减少的缘故。
电流经过由变换器变压器T1的二次线圈、整流二极管D1和扼流线圈L1构成的第一通路以及由二极管D3、线圈L2和二极管D4构成的第二通路流向平波电容器C2。
(模式3)如图5和图10A-10F所示，当模式3开始时，开关元件SW1截止。由于截止，开关元件SW1的电压VSW1开始减少，而其电流ISW1则开始减少。
即使在模式3开始时，电流继续流入扼流圈L1。此外，换向二极管D2在模式3中不导通，电流ID2等于0。
在这种状态下，因为开关元件SW1是截止的，所以变换器变压器T1的二次线圈的电压减少。结果，存储在电容器C3中的电压更高，使得电流IC3从电容器C3流入扼流线圈L1。电流IC3逐渐增加，直到模式3结束。
因为电流IC3逐渐增加，所以在整个模式3中，开关元件SW1的电流ISW1逐渐地且平滑地减少，因而，在模式3中开关元件SW1的电压VSW1的波动被抑制。
电流通过由变换器变压器T1的二次线圈、整流二极管D1以及扼流线圈L1构成的第一通路、由二极管D3、电容器C3和扼流线圈L1构成的第二通路和由二极管D3、线圈L2以及二极管D4构成的第三通路流向平波电容器C2。
(模式4)参看图6和图10A-10F，虽开关元件SW1从开始到模式4的第一半个时间间隔期间处于截止状态，电流不通过整流二极管D1流入扼流线圈L1。
虽然来自电容器C3的电流IC3流入扼流线圈L1，但电流IC3在整个模式4期间几乎是恒定的。相应地，电流ID2在整个模式4期间也不流入换向二极管D2。
电流通过由二极管D3、电容器C3和扼流线圈L1构成的第一通路以及由二极管D3、线圈L2和二极管D4构成的第二通路流入平波电容器C2。
(模式5)在模式5中，如图7和图10A-10F所示，来自电容器C3中的电流开始减少，使得换向二极管D2导通，从而把扼流线圈L1设置为电流源，借以使电流ID2开始流过。
电流通过由换向二极管D2和扼流线圈L1构成的第一通路、由二极管D3、电容器C3和扼流线圈L1构成的第二通路以及由二极管D3、线圈L2和二极管D4构成的第二通路流入平波电容器C2。
(模式6)在模式6中，如图8和图10A-10F所示，来自电容器C3的电流IC3不再流动，并且流入换向二极管D2的电流ID2也几乎是恒定的。
电流通过由换向二极管D2和扼流线圈L1构成的第一通路，以及由二极管D3、线圈L2和二极管D4构成的第三通路流入平波电容器C2。
(模式7)在模式7中，如图9和图10A-10F所示，开关元件SW1的电压VSW1也是稳定的。
电流通过由换向二极管D2和扼流线圈L1构成的通路流入平波电容器C2。
在上述的模式1到模式7中，在本发明的实施例的情况下，因为在模式3中在开关元件SW1截止时开关元件SW1的电流ISW1逐渐减少，所以即使变换器变压器T1的一次线圈具有大的漏感，也能抑制在开关元件SW1截止时的电压瞬变。
此外，因为由电容器C3、二极管D3和D4以及线圈L2形成缓冲电路10，所以基本上可以防止缓冲电路10中的能量消耗。
缓冲电路10提供在开关电源的二次侧中，借以使得能够使用额定电压和外形尺寸小的元件。
下面参照图11到图20说明按照本发明的另一个实施例的回扫开关电源，所述开关电源具有缓冲电路10。和上述的实施例一样，缓冲电路具有由电容器C3和二极管D3构成的第一串联电路20，以及由线圈L2和二极管D4构成的第二串联电路30。
第一串联电路20和换向二极管D2并联连接。
在第一串联电路20中，电容器C3和换向二极管D2中的变换器变压器T1中的连接二次线圈侧(磁性体连接侧)a相连。
第二串联电路30连接在第一串联电路20中的电容器C3和二极管D3的连接部分b和作为磁性体的二次线圈中的非连接换向二极管侧c之间。
参见图12A-12C，如图12A和12B所示，其中分别示出了开关元件SW1的电压VSW1及其电流ISW1的变化。在图12C中示出了换向二极管D2的电流ID2的变化。
图13到图19分别说明模式1到7。
图20A到20F分别相应于图10A到图10F。
(模式1)如图13和图20A-20F所示，在模式1开始，开关元件SW1导通。开关元件SW1上的电压VSW1接近于0，通过开关元件SW1的电流ISW1近似于一个恒定的预定值。换向二极管D2的电流ID2为0。
在缓冲电路10中，电容器C3的电流IC3向负的方向增加，然后在中途减少，最后，在模式1结束时停止流动，此时在电容器C3中存储的能量处于满状态。因为换向二极管D2截止，没有电流流过平波电容器C2。
(模式2)在模式2中，如图14和图20A-20F所示，因为电容器C3已经存储有能量并处于满充电状态，所以电流IC3流动。线圈L2借助于在其中存储的能量而成为电流源，并且其中流过电流IL2。因而，电流通过由线圈L2、二极管D4和二极管D3构成的通路流入平波电容器C2。
(模式3)在模式3中，如图15和图20A-20F所示，开关元件SW1截止，开关元件SW1上的电压开始增加，并且其电流ISW1开始减少。
在这种情况下，由于由电容器C3施加的电流IC3，从模式3开始到结束开关元件SW1的电流ISW1平滑地且逐渐地减少，使得开关元件SW1上的电压VSW1以这样一个梯度增加，使得从模式3开始到结束能够抑制电压瞬变。
相应地，电流通过由变换器变压器T1的二次线圈、电容器C3和二极管D3构成的通路和由线圈L2、二极管D4和二极管D3构成的通路流入平波电容器C2。
(模式4)参考图16和图20A-20F。在模式4中，电流通过由二次线圈、电容器C3和二极管D3构成的通路以及由线圈L2、二极管D4、和二极管D3构成的另一通路流入平波电容器C2。
(模式5)在模式5中，如图17和图20A-20F所示，电流ID2开始流入换向二极管D2，同时电容器C3的电流IC3开始减少。
电流通过由二次线圈和换向二极管D2构成的通路，由二次线圈、电容器C3和二极管D3构成的通路以及由线圈L2、二极管D4和二极管D3构成的通路流入平波电容器C2。
(模式6)在模式6中，如图18和图20A-20F所示，电流IC3不从电容器C3流动，并且电流通过由二次线圈和换向二极管D2构成的通路，以及由线圈L2、二极管D4和二极管D3构成的通路流入平波电容器C2。
(模式7)在模式7中，如图19和图20A-20F所示，电流通过由换向二极管D2和二次线圈构成的通路流入平波电容器C2。
在上述的实施例中，和前面所述的实施例一样，抑制了在开关元件SW1截止时的电压瞬变。
此外，因为缓冲电路10具有电容器C3、二极管D3和D4，以及线圈L2，所以基本上可以防止缓冲电路10中的能量损失。
缓冲电路10提供在开关电源的二次侧中，因此能够使用额定电压和外形尺寸小的元件。
参看图21-30说明按照本发明的另一个优选实施例的抽头电抗器方案的开关电源。所述开关电源包括一次侧平波电容器C1，开关元件SW1，抽头电抗器L3，二次侧平波电容C2，换向二极管D2和缓冲电路10。
开关电源的这种操作是熟知的，因此省略其说明。
所述开关电源具有缓冲电路10。和上述的实施例一样，缓冲电路10具有由电容器C3和二极管D3构成的第一串联电路20，和由线圈L2以及二极管D4构成的第二串联电路30。
第一串联电路20和换向二极管D2并联。
在第一串联电路20中，电容器C3连接到换向二极管D2中的连接抽头电抗器侧(磁性体连接侧)a。在这种情况下，二次线圈连接侧a相应于换向二极管D2的阴极侧。
第二串联电路30串联在第一串联电路20中的电容器C3与二极管D3的连接部分b和抽头电抗器L3中的非连接换向二极管侧c之间。
参照图22A-22C，开关元件SW1的电压VSW1如图22A所示，其电流ISW1如图22B所示。换向二极管D2的电流ID2如图22C所示。
图23-29分别表示模式1-模式7。
图30A-30F分别相应于图10A-10F。
(模式1)在模式1中，如图23和图30A-30F所示，开关元件SW1导通。开关元件SW1的电压VSW1接近于0，其电流ISW1近似于预定值的恒值。换向二极管D2的电流ID2是0。
电容器C3的电流IC3向负的方向增加，然后减少，在模式1结束时，当电容器C3存储的能量处于满状态时，电流则停止流入电容器C3。
(模式2)在模式2中，如图24和图30A-30F所示，开关元件SW1的电压VSW1和电流ISW1都不存在。因为电容器C3已经存储有能量，并处于满充电状态，所以没有电流IC3电容器C3。
(模式3)如图25和图30A-30F所示，模式3是开关元件SW1的完全截止周期。在模式3开始时，开关元件SW1的电压VSW1开始增加，并且其电流ISW1开始减少。
在这种情况下，由于从电容器C3提供的电流IC3，从模式3的开始到结束开关元件SW1的电流ISW1平滑地且逐渐地减少，使得开关元件SW1的电压VSW1以这样的梯度增加，在所述梯度下，从模式3的开始到结束，电压瞬变被抑制。
(模式4)在模式4中，如图26和图30A-30F所示，电流通过由二极管D3、电容器C3和抽头电抗器L3的另一个线圈L32构成的第一通路和由二极管D3、线圈L2和二极管D4构成的第二通路流入平波电容器C3。
(模式5)在模式5中，如图27和图30A-30F所示，电流ID2开始流入换向二极管D2，同时电容器C3的电流IC3开始减少。
电流通过由换向二极管D2和抽头电抗器L3的另一个线圈L32构成的第一通路，由二极管D3、电容器C3和抽头电抗器L3的另一个线圈构成的第二通路，以及由二极管D3、线圈L2和二极管D4构成的第三通路流入平波电容器C2。
(模式6)在模式6中，如图28和图30A-30F所示，电流IC3不再从电容器C3中流动。
电流通过由换向二极管D2和抽头电抗器L3的另一个线圈L32构成的第一通路，以及由二极管D3、线圈L2和二极管D4构成的第二通路流入平波电容器C2。
(模式7)在模式7中，如图29和图30A-30F所示，电流通过由换向二极管D2和抽头电抗器L3的另一个线圈L32构成的通路流入平波电容器C2。
本实施例可以获得和上述相同的操作效果。
此外，本发明的正向方案开关电源的例子包括如图31-33所示的那些。本发明同样可以应用于这些开关电源。在图31-33中，没有示出变换器变压器T1的一次侧。此外，在图32和33的情况下，扼流线圈L1和变换器变压器T1的二次线圈直接相连。
本发明的回扫方案开关电源的例子包括图34-36所示的那些。本发明同样可以应用于这些开关电源。在图34-36中，没有示出变换器变压器T1的一次侧。
本发明的抽头电抗器方案开关电源的例子如图37到39所示。本发明同样适用于这些开关电源。图37到39中没有示出开关元件SW1。
本发明作为功率变换器适用于开关电源。但是，这并不意味着限制本发明的范围。本发明也可以应用于功率变换器，例如逆变器。
虽然已经说明了目前认为是优选的本发明的实施例，应当理解，其中可以作出各种改型，这些改型都落在所附的权利要求的构思和范围内。
权利要求
1.一种提供在功率变换器中的缓冲电路，所述功率变换器至少包括用于进行功率变换控制操作的开关元件，用于伴随着开关元件的操作存储并释放和所述功率变换相关的电能的磁性体，以及借助于在所述磁性体中存储的能量而导通的换向二极管，所述缓冲电路至少包括第一串联电路，其中电容器和二极管串联连接；以及第二串联电路，其中线圈和二极管串联连接，其中所述第一串联电路在所述第一串联电路的电容器和所述换向二极管中的连接磁性体侧相连的状态下与所述换向二极管并联；并且所述第二串联电路被连接在所述第一串联电路中的电容器和二极管之间的连接部分与所述磁性体中的非连接换向二极管侧之间。
2.如权利要求1所述的缓冲电路，其中所述功率变换器是具有变换器变压器的正向方案开关电源；所述开关元件和所述变换器变压器的一次线圈串联连接；并且所述磁性体由和所述变换器变压器的二次线圈直接或间接相连的扼流线圈构成。
3.如权利要求1所述的缓冲电路，其中所述功率变换器是具有变换器变压器的回扫方案开关电源；所述开关元件和所述变换器变压器的一次线圈串联；并且所述磁性体由所述变换器变压器的二次线圈构成。
4.如权利要求1所述的缓冲电路，其中所述功率变换器是具有抽头电抗器的开关电源；并且所述磁性体由所述抽头电抗器构成。
5.一种功率变换器，包括用于进行功率变换控制操作的开关元件；用于伴随着开关元件的操作存储和释放和功率变换有关的电能的磁性体；用于借助于磁性体存储的能量而导通的换向二极管；以及用于抑制在开关元件截止时的电压变化的缓冲电路，其中所述缓冲电路具有由电容器和二极管构成的第一串联电路以及由线圈和二极管构成的第二串联电路；在所述第一串联电路的电容器和所述换向二极管中的连接磁性体侧相连的状态下，所述第一串联电路和所述换向二极管并联连接；并且所述第二串联电路连接在第一串联电路中的电容器和二极管的连接部分与磁性体中的非连接换向二极管侧之间。
6.一种正向方案功率变换器，包括变换器变压器；开关元件，和所述变换器变压器的一次线圈的一端串联连接，从而进行功率变换控制操作；和所述变换器变压器的二次线圈的一端连接的整流二极管；扼流线圈，其通过所述整流二极管间接地和所述变换变压器的二次线圈的一端相连，或者直接地和所述二次线圈的另一端相连，从而伴随着所述开关元件的操作存储和释放和所述功率变换有关的能量；换向二极管，其和所述所述整流二极管以及所述变换变压器的二次线圈的另一端并联连接，使得借助于在所述扼流线圈中存储的能量而导通；以及缓冲电路，用于抑制在所述开关元件截止时而产生的电压变化，其中所述缓冲电路至少具有第一串联电路，其中电容器和二极管串联连接；以及第二串联电路，其中线圈和二极管串联连接；所述第一串联电路在所述第一串联电路的电容器和所述换向二极管中的连接磁性体侧相连的状态下与所述换向二极管并联；并且所述第二串联电路连接在所述第一串联电路中的电容器和二极管之间的连接部分与所述磁性体中的非连接换向二极管侧之间。
7.一种回扫方案功率变换器，包括变换器变压器；开关元件，和所述变换器变压器的一次线圈的一端串联连接，从而进行功率变换控制操作；换向二极管，其和所述变换器变压器的二次侧的一端相连，并借助于在所述二次侧中存储的能量而导通；以及缓冲电路，用于抑制在所述开关元件截止时而产生的电压变化，其中所述缓冲电路至少具有第一串联电路，其中电容器和二极管串联连接；以及第二串联电路，其中线圈和二极管串联连接；所述第一串联电路在所述第一串联电路的电容器和所述换向二极管中的连接所述扼流线圈侧相连的状态下与所述换向二极管并联；并且所述第二串联电路连接在所述第一串联电路中的电容器和二极管之间的连接部分与所述二次线圈中的非连接换向二极管侧之间。
8.一种具有抽头电抗器的功率变换器，包括抽头电抗器；开关元件，和所述抽头电抗器的一个线圈的一端串联连接，从而进行功率变换控制操作；换向二极管，其和所述抽头电抗器的另一个线圈相连，从而借助于在所述另一个线圈中存储的能量而导通；以及缓冲电路，用于抑制在所述开关元件截止时而产生的电压变化，其中所述缓冲电路至少具有第一串联电路，其中电容器和二极管串联连接；以及第二串联电路，其中线圈和二极管串联连接；所述第一串联电路在所述第一串联电路的电容器和所述换向二极管中的所述抽头电抗器的连接所述另一个线圈侧相连的状态下与所述换向二极管并联；并且所述第二串联电路连接在所述第一串联电路中的电容器和二极管之间的连接部分与所述抽头电抗器的所述另一个线圈中的非连接换向二极管侧之间。
全文摘要
本发明具有由电容器和二极管构成的第一串联电路与由线圈和二极管构成的第二串联电路,第一串联电路在所述电容器和换向二极管中的扼流线圈侧相连的状态下与换向二极管并联,并且所述第二串联电路连接在第一串联电路中的电容器和二极管的连接部分与扼流线圈中的非连接换向二极管侧之间。
文档编号H02M3/335GK1349297SQ0113856
公开日2002年5月15日 申请日期2001年10月17日 优先权日2000年10月17日
发明者坪田康弘, 小堀秀树, 丸茂克也 申请人:欧姆龙株式会社