开关电源装置的制作方法

专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关电源装置，它可作为直流电源在电子设备中使用。
背景技术：
例如，在日本专利申请拟公开No.H10-304658中披露了这类开关电源装置的众所周知的实例。在该专利中所披露的开关电源装置具有导通和截止施加在变压器初级线圈的直流电流的主开关；整流和平滑变压器次级线圈中所感应的导通/截止信号以便于作为主输出信号提供的次级边整流/平滑电路；整流和平滑在变压器的偏置线圈中所感应的导通/截止信号作为辅助电源电压提供的辅助电源；产生表示在辅助电源电压输出的辅助电源电压和参考电压之间差值的误差电压信号的误差放大器，以及将导通/截止控制信号输入至主开关以这种方式减小误差放大器所输出的误差电压信号的比较器。该开关电源装置还包括轻负载开关控制器部分，它可以在主输出电压变得高于上限电压时临时停止主开关的导通/截止的操作以及在主输出电压变得低于下限电压时重新启动主开关的导通/截至的操作。
在该常规的开关电源装置中，所进行的操作使得当次级一边的整流/平滑电路输出的主输出电压变得高于上限电压时主开关的导通/截止操作就临时停止，以及当主输出电压变得低于下限电压时主开关的导通/截止操作就重新启动。
但是，在这里，当主输出电压变得高于上限电压时就临时停止主开关的导通/截至操作的同时，保持工作电压能提供给驱动和控制主开关的控制电路中的各个电路和控制器件。这就会产生较大的功率损耗。特别是，在当次级一边的整流/平滑电路输出的主电压变得高于上限电压时就临时停止主开关的导通/截止操作以及当主输出电压变得低于下限电压时就重新启动主开关的导通/截止操作的结构中，即，在所谓的脉冲选通开关控制中，即使已经停止了开关操作，但是仍继续向控制电路中所具有的所有电路和控制器件提供电源。这就会消耗电源电流，从而产生功率损耗的浪费。
在日本专利申请拟公开No.2001-346378和No.2002-58238中也披露了常规开关电源装置，其类似于上述所讨论的开关电源装置，即使在主开关的开关操作以选通开关控制方式停止的周期中，仍继续向开关信号控制电路中的所有电路和控制器件提供工作电源。这就会引起电源电流的浪费损耗。
顺便说，在日本专利申请拟公开No.2001-86745中所披露的常规开关电源装置中，为了能减小在待机状态中的功率损耗，在该状态中停止主开关器件的开关操作。于是，本发明的目的不是减小在主开关器件的开关操作以脉冲选通方式停止时所承受的功率消耗。

发明内容
本发明的一个目的是提供开关电源装置，通过减小在主开关器件的开关操作以脉冲选通方式停止时所承受的功率消耗，该装置可在总体上以较小的功率损耗工作。
为了能达到上述目的，根据本发明的一个方面，开关电源装置具有包括变压器初级线圈和主开关器件的串联电路，该串联电路连接在正和负电源线之间，而正和负电源线又连接着直流电源。开关电源装置输出通过整流而获得的直流电压，该直流电压是通过对主开关器件执行开关操作在变压器的次级线圈所感应的高频电压的整流所获得的。这里，开关电源装置使用反馈信号作为在直流电压和预定参考电压之间的比较结果，并且通过导通和截止来驱动主开关器件，根据反馈信号的信号电平，向驱动主开关器件的主开关器件驱动系统提供工作电源。
在根据本发明的该开关电源装置中，例如，在重负载的操作中会降低输出电压。为了能纠正这一情况，就产生了较低电平的反馈信号。这要求继续向主开关器件驱动系统提供工作电源，于是主开关器件能继续开关操作。另一方面，在轻负载操作中，当输出电压变得高于预定数值时，就会产生较高电平的反馈信号。这就会引起提供给开关器件驱动系统的工作电源停止，于是主开关器件就会停止开关操作。因此，输出电压就返回到预定的数值。
即，采用根据本发明的该开关电源装置，在主开关器件的开关操作以脉冲选通开关控制方式停止时，提供给主开关器件驱动系统的工作电源也停止，这有助于减小在停止开关操作时所承受的电源消耗，于是，这有助于减小装置整体的电源损耗。
根据本发明的另一方面，开关电源装置具有包括变压器初级线圈和主开关器件的串联电路，该串联电路连接在正和负电源线之间，而正和负电源线又连接着直流电源。开关电源装置输出通过整流而获得的直流电压，该直流电压是通过对主开关器件执行开关操作在变压器的次级线圈所感应的高频电压的整流所获得的。这里，开关电源装置进一步包括输出电压检测器，该检测器将预定参考电压与整流所获得的直流电压相比较并且输出作为反馈信号的比较结果；开关控制器，该控制器用于根据输出电压检测器所输出的反馈信号来驱动和控制主开关器件；信号电平检验器，它用于监视反馈信号的信号电平并且输出用于根据监视信号电平来开启和关闭开关控制器的操作控制信号；以及操作/非操作开关器，它以在线的方式提供，通过它可以向开关控制器提供工作电源并且根据来自信号电平校验器的操作控制信号开启和关闭开关控制器。
在根据本发明的该开关电源装置中，在轻负载的操作中，当输出电压趋向于增加时，即，当输出电压高于预定的数值时，则输出电压检测器输出的反馈信号的信号电平例如为高，信号电平校验器以请求非操作的操作控制信号馈入操作/非操作开关器，随后操作/非操作开关器停止提供给开关控制器的工作电源。
因此，主开关器件停止开关操作，于是输出电源开始逐步下降。当输出电压检测器所输出的反馈信号的信号电平例如变低了，则信号电平检验器就以请求操作的操作控制信号馈入操作/非操作开关器，于是操作/非操作开关器开始向开关控制器提供工作电源。
因此，主开关器件就重新开始开关操作，于是输出电压就开始逐步增加。当反馈信号的信号电平再次变得高时，则信号电平校验器就以请求非操作的操作控制信号馈入操作/非操作开关器，于是操作/非操作开关器就停止向开关控制器提供工作电源。因此，主开关器件就停止开关操作，于是输出电压就开始逐步下降。当重复该操作序列时，输出电压就保持在预定的数值上。
在该开关电源装置中，当输出电压趋向于下降时，即，当输出电压低于预定数值时，则输出电压检测器所输出的反馈信号的信号电平例如为低，信号电平校验器就以请求操作的操作控制信号馈入操作/非操作开关器，于是操作/非操作开关器就继续向开关控制器提供工作电源，从而继续执行开关操作。
采用根据本发明的开关电源装置，所获得的脉冲选通开关控制是信号电平校验器重复开启和关闭操作/非操作开关器的结果，该操作/非操作开关器以在线的方式向开关控制器提供工作电源。此外，在以脉冲选通开关方式停止主开关器件的开关操作时，也停止了向开关控制器所提供的工作电源。这有助于减小在停止开关操作时所承受的电源消耗，于是有助于减小装置整体的功率损耗。
较佳的是，输出电压检测器所输出的反馈信号是通过光电耦合器的光电管传输至开关控制器，并且信号电平校验器通过比较光电耦合器光电晶体管的电流电平和参考电流电平来监视反馈信号的信号电平。
采用这种结构，就可以根据流过光电晶体管的电流数值和参考电流数值之间的比较结果控制脉冲选通的操作方式。反馈信号的信号电平(即，流过光电晶体管的电流数值)表示开关电源装置的负载电流数值。于是，就有可能将负载电流值正确地设置以在此值上在连续开关操作和脉冲选通开关操作之间执行开关动作。
在脉冲开关操作中，输出电压是波动的。然而，由于反馈信号的信号电平表示输出电压数值，所以就有可能正确地设置输出电压的上限和下限数值。
较佳的是，电流检测电阻器与光电耦合器的光电晶体管相串联，并且信号电平校验器通过操作控制信号输入开关控制器的方法来开启和关闭，其中，操作控制信号是通过电流检测电阻器上的电压降和电流电平检验参考电源的电压的比较而获得的。
采用该结构，就有可能使得信号电平校验器能够根据电流检测电阻器上的电压降检测到反馈信号的信号电平，比较信号电平和电流电平检验参考电源电压，以及根据该比较结果开启和关闭提供给开关控制器的工作电源。
较佳的是，开关控制器的工作电源是通过启动电流电源线提供的，该启动电流是由正电源线通过启动电阻器提供的，或者通过变压器次级线圈所感应的电压在多个二极管所组成的串联电路的整流之后作为稳定的工作电流电源，以及信号电平校验器的工作电源可由在多个二极管之间节点所提取的辅助控制电源来提供。
采用这种结构，当开关电源装置开始启动时，在二极管的作用下，有可能避免假定电流从启动电流电源线流入到稳定工作电流电源线中。这有助于减小启动所需的时间，也有助于减小启动电阻器的电阻值，从而减小功率消耗。
换句话说，与不具有控制脉冲选通开关功能且以这种控制脉冲选通开关方式向执行脉冲选通开关操作的开关控制器提供工作电源的开关电源装置相比较，当开关电源装置开始启动时，本发明的开关电源装置可以较短的时间启动，同时能减小启动电阻器所消耗的不需要的功耗。
较佳的是，辅助控制电源提供信号电平校验器和光电耦合器的光电晶体管的工作电源，其中辅助控制电源是从构成稳定工作电流电源的串联电路中的多个二极管之间节点提取并且提供采用多个二极管整流之后的变压器次级线圈中所感应电压。
采用该结构，当开关电源装置开始启动时，二极管避免启动电流流入到辅助控制电源。这就有助于缩短启动时间。此外，在稳定工作中，通过整流在变压器次级线圈中感应电压所获得的直流电压作作为工作电源馈入到信号电平校验器和光电耦合器的光电晶体管。这确保了稳定工作。
较佳的是，开关控制器是以PWM控制电路来实现的，PWM控制电路输出驱动作为主开关器件驱动信号的脉冲信号，该脉冲信号是根据输出电压检测器所输出的反馈信号的电压电平的脉冲宽度调制信号。
采用该结构，以与反馈信号的电压电平完全相适应的驱动信号来驱动主开关器件。这有助于提高开关电源装置输出电压的稳定性。
较佳的是，所使用PWM控制电路可以是PWM控制集成电路(例如，Fuji电子有限公司所制造的产品号为FA 5511的IC)，它是采用集成电路芯片的方式实现并至少具有一个输入与反馈信号有关的电压的FB端点和一个输入适用于使能或禁止内部电路的电压的CS端点。
采用该结构，有可能减小驱动主开关器件的电路所占用的空间，并且能提高输出电压的稳定性，从而使装置小型化。
较佳的是，当PWM控制IC用于开关控制器时，还提供了以校正PWM控制IC启动的启动校正器；连接在PWM控制IC的FB端点和负电源线之间的第一电阻器；信号电平校验器根据反馈信号的信号电平的校验结果，将操作控制信号和反相反馈信号分别馈入可作为操作/非操作开关器使用的CS端点控制器和FB端点；CS端点控制器根据操作控制信号将PWM控制IC的CS端点与负电源线相连接和断开；以及启动校正器根据辅助控制电源的电压电平通过第二电阻器将FB端点与负电源线相连接和断开。
采用该结构，在开关电源装置启动时，当辅助控制电源的电压增加时，在电流开始流过光电晶体管之前的瞬时，启动校正器将第二电阻器与第一电阻器相并联连接，并从而减小在FB端点和负电源线之间的电阻阻值。这就使得在FB端点的潜在电压减小。这样，当开关电源装置开始启动时，在FB端点的电压就能保持最佳的电平，以允许输出电压的可靠上升。此外，在稳定状态中，开关电源装置允许输出可靠的稳定电压。
较佳的是，信号电平校验器包括一对晶体管，它们的发射极连接在一起以形成比较器；而晶体管中的一个基极连接着电流检测电阻器和光电晶体管之间的节点，而晶体管的另一基极连接着电流电平检测器的参考电源；晶体管的一个集电极连接着PWM控制IC的FB端点，而晶体管的另一集电极连接着CS端点控制器。
采用该结构，就有可能容易地实现适用于反馈信号的信号电平与电流电平校验参考电源的电流电平比较的比较器。
较佳的是，CS端点控制器包括一个NPN型晶体管，该晶体管的集电极与PWM控制IC的CS端点相连接，发射极与负电源线相连接，以及基极与信号电平校验器中所包括的另一个晶体管的集电极相连接。
采用该结构，CS端点控制器提供以上述所讨论的方式连接的NPN晶体管，于是，就有可能采用简单的结构来启用和禁用PWM控制IC。
较佳的是，启动校正器包括由Zener二极管和多个连接在辅助控制电源和负电源线之间的电阻器组成的串联电路；以及一个NPN型晶体管，该晶体管的基极连接着电阻器之间的节点，集电极通过第二电阻器与PWM控制IC的FB端点相连接，发射极与负电源线相连接。
采用该结构，以上述讨论的串联电路和NPN型晶体管提供启动校正器，有可能采用简单的结构使得开关电源装置以稳定操作的方式输出可靠稳定的电压。
较佳的是，信号电平校验器包括适用于产生参考电压的电压分压电阻器，该电压分压电阻器的较低电压一段的电阻器可分成两个电阻器，其中两者之间的节点通过二极管与PWM控制IC的CS端点相连接。
采用该结构，通过变化用于产生参考电压的各个分压电阻器的电阻数值，有可能自由和准确地设置脉冲选通开关操作方式工作的输出电压的波动宽度和脉冲选通周期。特别是，使得输出电压的波动宽度能和应用许可的宽度一样，这就有可能减小在脉冲选通开关中不需要的功率损耗。
较佳的是，开关电源装置还包括连接在PWM控制IC的CS端点和负电源线之间的电容器；以及连接在电容器和CS端点之间的二极管。
采用该结构，在脉冲选通操作中，有可能通过二极管的作用加快在CS端点上电压电平的波动，从而加快在执行开关操作的状态和停止开关操作的状态之间的开关速度。此外，在脉冲选通开关操作中，有可能减小输出电压的波动以及提高输出电压的上限和下限的准确性。此外，当负载电流在脉冲选通开关操作期间突然增加时，就有可能缩短移动到连续开关操作所需的时间，并从而避免输出电压的下降。
较佳的是，当PWM控制IC用于开关控制器时，开关电源装置还包括连接在PWM控制IC的FB端点和负电源线之间以根据反馈信号的信号电平来调整FB端点输出电流的电流调整器；以及根据信号电平校验器的输出信号通过将PWM控制IC的CS端点与负电源线连接和断开的操作作为操作/非操作开关器使用的CS端点控制器。
采用该结构，在在开关电源装置的启动时，电流调整器将PWM控制IC的FB端点的电压调整到高的数值。于是，PWM控制IC使得主开关器件以较大的导通状态的占空比进行开关操作，并从而减小启动时间。此外，CS端点控制器根据信号电平校验器的输出信号使PWM控制IC的CS端点与负电源线连接和断开，从而开启和关闭PWM控制IC。
较佳的是，电流调整器包括一个NPN型晶体管，该晶体管的集电极连接着PWM控制IC的FB端点，发射极通过一个电阻器连接着负电源线，以及其基极连接着反馈信号的信号线。
采用该结构，电流调整器具有较启动校正器更为简单的结构，但能获得相同的效果。即，有可能采用该较为简单的结构来减小开关电源装置的启动时间。
根据本发明的另一方面，开关电源装置具有串联电路，该串联电路包括变压器的初级线圈和连接在正和负电源线之间的主开关器件，其中正负电源线连接着直流电源。开关电源装置根据主开关器件进行开关操作在变压器的次级线圈感应的高频电压整流所获得的直流电压与预先设定的参考电压之间比较结果而获得的反馈信号通过控制主开关器件输出所需的直流电流电压。这里，将反馈信号的信号电平与预先产生的振荡信号的信号电平相比较。根据比较的结果，确定要馈入到主开关器件的驱动信号的导通状态占空比，并且进行在脉冲选通开关控制和连续开关控制之间的开关动作。此外，在以脉冲选通开关控制方式停止主开关器件的开关操作的同时，停止提供驱动主开关器件的工作电源。
在根据本发明的开关电源装置中，根据预先产生振荡信号的信号电平和反馈信号的信号电平之间的比较结果，确定要馈入到主开关器件的驱动信号的导通状态占空比。这就有可能准确地控制主开关器件的开关。此外，也根据比较的结果进行在脉冲选通开关和连续开关之间的开关动作。这就有可能准确地进行开关。此外，在主开关器件的开关操作被停止时，也停止了提供用于驱动主开关器件的工作电源。这就有助于减小在停止开关操作时所承受的电源消耗，从而有助于减小装置整体的功率损耗。
较佳的是，通过开启和关闭驱动主开关器件的开关控制器的工作电源就可以获得脉冲选通开关控制。这就有助于减小在停止开关操作时所承受的功率损耗。
较佳的是，当PWM控制IC用于开关控制器时，一个电容器连接在PWM控制IC的FB端点和连接着内部电源线的内部电源端点之间。
采用该结构，在用于输出电压稳定控制系统的相位补偿的情况下，采用了由连接在PWM控制IC的FB端点和负电源线之间的一个电容器和一个电阻器所组成的串联电路，这时，即使在脉冲开关操作期间负载电流突然增加时，仍有可能尽可能快地加快脉冲选通开关操作控制系统的控制，从而可避免开关电源装置的输出电压的下降。此外，有可能减小在脉冲选通开关操作中的不必要的功率损耗。
较佳的是，当PWM控制IC作为开关控制器使用时，一个电容器和一个电阻器所组成的串联电路连接在PWM控制IC的FB端点和连接着内部电源线的内部电源端点之间。
采用那个该结构，在用于输出电压稳定控制系统相位补偿的情况下，采用了由连接在PWM控制IC的FB端点和负电源线之间的一个电容器和一个电阻器所组成的串联电路，这时，即使在脉冲开关操作期间负载电流突然增加时，仍有可能尽可能快地加快脉冲选通开关操作控制系统的控制，从而可避免开关电源装置的输出电压的下降。此外，有可能在对脉冲选通开关操作特性几乎没有任何影响的情况下获得输出电压稳定系统中的相位补偿。
较佳的是，电流调整器包括一个NPN型晶体管，该晶体管的集电极连接着PWM控制IC的FB端点，发射极通过一个电阻器连接着负电源线，和基极连接着反馈信号的信号线，以及串联连接在NPN型晶体管基极和负电源线之间的电阻器连接着集电极和基极连接在一起的NPN型晶体管。
采用该结构，即使特性随着温度发生变化时，电流调整器可以抑制在进行脉冲选通开关操作和连续开关操作之间的开关动作时(负载电流的)预定电流数值的变化。这就有助于稳定输出电压。
较佳的是，当PWM控制IC作为开关控制器使用时，还提供了启动校正器，以校正PWM控制IC的启动；还提供了启动开关器，用于开启和关闭提供给信号电平校验器的工作电源；第一电阻器连接着PWM控制IC的FB端点和负电源线之间；信号电平校验器根据反馈信号的信号电平的校验结果，将操作控制信号和反相反馈信号分别馈入可作为操作/非操作开关器使用的CS端点控制器和FB端点；CS端点控制器根据操作控制信号将PWM控制IC的CS端点与负电源线相连接和断开；启动校正器检测是否存在着反馈信号，如果存在着反馈信号，则启动校正器通过第二电阻器将PWM控制IC的FB端点与负电源线相连接；反之，如果不存在反馈信号，则启动校正器就截断第二电阻器；以及启动开关器检测是否存在着反馈信号，如果存在着反馈信号，则启动开关器开启提供给信号电平校验器的工作电源，反之，如果不存在着反馈信号，则启动开关器就关闭提供给信号校验器的工作电源。
采用该结构，在开始启动时，电源立即启动提供给PWM控制IC，并且开关电源装置开始开关操作。该开关操作使得开关电源装置的输出电压增加，直至启动校正器检测到反馈信号且产生反馈信号。其结果是，启动校正器还将第二电阻器与第一电阻器相并联连接，以及启动开关器开始向信号电平校验器提供工作电流。提供了工作电流，信号电平校验器开始工作，并且在反馈信号的信号电平低于电流电平校验参考电源的电压电压期间，CS端点控制器使得PWM控制IC的CS端点与负电源线保持断开，从而使得工作电源能继续提供给PWM控制IC。于是，开关工作可以连续，以允许开关电源装置的输出电压增加至预定的数值。
因此，当开关电源装置的负载较轻而且发现反馈信号的信号电平高于电流电平校验参考电源的电压电平时，CS端点控制器将PWM控制IC的CS端点与负电源线相连接，以关闭提供给PWM控制IC的工作电源，从而停止开关电源装置的开关操作。随着输出电压的下降，当信号电平校验器使得操作控制信号较为低时，反馈信号的信号电平下降，直至它变得低于电流电平校验参考。这就使得CS端点控制器将PWM控制IC的CS端点与负电源线向断开，从而向PWM控制IC提供工作电源。重复该操作序列以获得脉冲选通振荡操作。
另一方面，当开关电源装置的负载较重并且反馈信号的信号电平没有达到电流电平校验的参考电源时，信号电平校验器就使得操作控制信号变低。这就使得CS端点控制器能将PWM控制IC的CS端点与负电源线相断开，以至于连续的开关操作能持续。
特别是，所构成的启动校正器可以在启动时断开第二电阻器，以增加在PWM控制IC的FB端点和负电源线之间的电阻，从而使得在FB端点上的电位变得更高。这就确保了可靠的启动操作。另一方面，在稳定操作中，启动校正器连接着与第一电阻器相并联的第二电阻器，使得在PWM控制IC的FB端点上的电位变得更低。这就允许PWN控制IC能够可靠地控制开关电源装置输出稳定的电压。
较佳的是，启动开关器包括一个NPN型晶体管，该晶体管的集电极连接着在连接信号电平校验器的反馈信号线和内部参考电压线的电流检测电阻器之间的节点上，基极连接着光电晶体管，以及发射极连接着负电源线。
采用该结构，有可能实现具有简单电路的启动开关器。
较佳的是，启动校正器包括一个NPN型晶体管，该晶体管的集电极通过第二电阻器连接着PWM控制IC的FB端点，基极通过一个电阻器连接着光电晶体管，以及发射极连接着负电源线。
采用该结构，有可能实现具有简单电路的启动校正器。
较佳的是，当PWM控制IC作为开关控制器使用时，启动校正器还提供了对PWM控制IC的启动的校正；第一电阻器连接在PWM控制IC的FB端点和负电源线之间；根据反馈信号的信号电平的校验结果，将操作控制信号和反相反馈信号分别馈入可作为操作/非操作开关器使用的CS端点控制器和FB端点；CS端点控制器根据操作控制信号将PWM控制IC的CS端点与负电源线相连接和断开；以及启动校正器检测是否存在着反馈信号，如果存在着反馈信号，则启动校正器就通过二极管和第二电阻器将PWM控制IC的FB端点与负电源线相连接并且开启提供给信号电平校验器的工作电源，反之如果不存在着反馈信号，则启动校正器就切断二极管和第二电阻器并且关闭提供给信号电平校验器的工作电源。
采用该结构，在启动开始时，电源就立即开始提供给PWM控制IC，并且开关电源装置开始开关操作。这开关操作使得开关电源装置的输出电压增加，直至启动校正器检测到反馈信号且产生反馈信号。其结果是，启动校正器还连接着与第一电阻器相并联的第二电阻器，以及开始向信号电平校验器提供工作电流。提供了工作电流，信号电平校验器开始工作，并且在反馈信号的信号电平低于电流电平校验参考电源的电压电平期间，CS端点控制器使得PWM控制IC的CS端点与负电源线保持断开，从而使得工作电源能继续提供给PWM控制IC。于是，开关操作可以连续，以允许开关电源装置的输出电压增加至预定的数值。
因此，当开关电源装置的负载较轻而且发现反馈信号的信号电平高于电流电平校验参考电源的电压电平时，CS端点控制器将PWM控制IC的CS端点与负电源线相连接，以关闭提供给PWM控制IC的工作电源，从而停止开关电源装置的开关操作。随着输出电压的下降，当信号电平校验器使得操作控制信号变低时，反馈信号的信号电平下降，直至它变得低于电流电平校验参考。这就使得CS端点控制器将PWM控制IC的CS端点与负电源线向断开，从而向PWM控制IC提供工作电源。重复该操作序列以获得脉冲选通振荡操作。
另一方面，当开关电源装置的负载较重并且反馈信号的信号电平没有达到电流电平校验参考电源的电压电平时，信号电平校验器就使得操作控制信号变低。这就使得CS端点控制器能将PWM控制IC的CS端点与负电源线相断开，以至于连续的开关操作能持续。
特别是，所构成的启动校正器可以在启动时断开第二电阻器，以增加在PWM控制IC的FB端点和负电源线之间的电阻，从而使得在FB端点上的电位变得更高。这就确保了可靠的启动操作。另一方面，在稳定操作中，启动校正器连接着与第一电阻器相并联的第二电阻器，使得在PWM控制IC的FB端点上的电位变得更低。这就允许PWN控制IC能够可靠地控制开关电源装置输出稳定的电压。
二极管避免在预定的定时周期中电流能流过信号电平校验器，从而可以避免信号电平校验器出现不必要的操作，从而具有更高的操作准确性。
较佳的是，启动校正器包括一个NPN型晶体管，该晶体管的集电极通过二极管和第二电阻器连接着PWM控制IC的FB端点，基极通过一个电阻器连接着光电晶体管，以及发射极连接着负电源线。
采用该结构，有可能实现具有简单电路的启动校正器。
较佳的是，信号电平校验器包括用于参考电压产生的电压分压器，该分压器的较低电位一边电阻器被分成两个电阻器，其中的节点通过一个二极管连接着CS端点控制器，并且CS端点控制器通过另一个二极管连接着PWM控制IC的CS端点。
采用该结构，通过改变用于产生参考电压的各个分压电阻器的电阻，就有可能直接和准确地设置以脉冲选通开关操作的输出电压的波动宽度和选通开关周期。特别是，使得输出电压的波动宽度能与应用所需的宽度一样宽，这就有可能减小在脉冲开关操作中的不需要的功率消耗。
此外，另一个二极管可避免在开关电源装置开始启动时使高电平电压施加到PWM控制IC的CS端点。这时因为，当高电平电压施加到CS端点时，关闭了PWM控制IC的输出。
较佳的是，当PWM控制IC作为开关控制器使用时，还提供了启动开关器，用于开启和关闭提供给信号电平校验器的工作电源；还提供了电流调整器，它连接在PWM控制IC的FB端点和负电源线之间，用于根据反馈信号的信号电平来调整FB端点所输出的电流；信号电平校验器根据反馈信号的信号电平的校验结果，将操作控制信号馈入可作为操作/非操作开关器使用的CS端点控制器；CS端点控制器根据操作控制信号将PWM控制IC的CS端点与负电源线相连接和断开；以及启动开关器检测是否存在着反馈信号，如果存在着反馈信号，启动开关器就开启提供给信号电平校验器的工作电源，如果不存在着反馈信号，则启动开关器就关闭提供给信号电平校验器的工作电源。
采用该结构，在开关电源装置的启动时，电流调整器调整在PWM控制IC的FB端点的电流。于是，PWM控制IC使得主开关器件执行具有较大导通状态占空比的开关操作，并从而减小启动时间。此外，在检测反馈信号中，启动开关器就开始向信号电平校验器提供工作电源。此外，CS端点控制器根据信号电平校验器的输出信号将PWM控制IC的CS端点和负电源线的相连接和断开，并从而开启和关闭PWM控制IC。这样，就有可能实现具有高电源使用效率的脉冲选通开关操作。


从以下结合推荐实施例和参考附图的讨论中，本发明的各种目的和性能将变得更加清晰，附图包括图1是本发明第一实施例开关电源装置的电路图；图2是本发明第二实施例开关电源装置的电路图；图3是本发明第三实施例开关电源装置的电路图；
图4是本发明第四实施例开关电源装置的电路图；图5是用于参考目的的采用FA5511的开关电源装置的典型电路结构的电路图；图6是显示FA5511的电路结构外形的电路图；图7是说明图5所示开关电源装置启动操作的信号波形图；图8是说明图4所示开关电源装置启动操作的信号波形图；图9是本发明第五实施例开关电源装置的电路图；图10是本发明第六实施例开关电源装置的电路图；图11是本发明第七实施例开关电源装置的电路图；图12是本发明第八实施例开关电源装置的电路图；图13是本发明第九实施例开关电源装置的电路图；图14是本发明第十实施例开关电源装置的电路图；图15是本发明第十一实施例开关电源装置的电路图；图16是本发明第十二实施例开关电源装置的电路图；图17是图16和图19所示开关电源装置的启动操作的信号波形图；图18是本发明第十三实施例开关电源装置的电路图；图19是本发明第十四实施例开关电源装置的电路图；图20是本发明第十五实施例开关电源装置的电路图；图21是本发明第十六实施例开关电源装置的电路图；和，图22是本发明第十七实施例开关电源装置的电路图。
具体实施例方式
下文将参照附图讨论本发明的实施例。
第一实施例图1是本发明第一实施例的开关电源装置的电路图。
在图1所示的开关电源装置中，变压器3具有初级线圈4，该初级线圈的一端连接着正电源线1，而其另一端通过主开关器件5连接着负电源线2。主开关器件5可以采用例如FET(场效应晶体管)。变压器3具有次级线圈6，该次级线圈的一端通过二极管7连接着输出线25，而其另一端连接着输出线26。在输出线25和26之间，具有连接着的电容器45和输出电压检测器电路9。输出电压检测器电路9通过连线9a连接着信号电平校验器电路15的输入端和开关控制器电路19的输入端，以将反馈信号馈入各输入端。
工作电源16具有连接着负电源线2的负端，和通过连线16a连接着信号电平校验器电路15和开关电路17输入端的正端。信号电平校验器电路15通过连线15a将操作控制信号馈入开关电路17的控制端。开关电路17的输出端通过连线17a连接着开关控制器电路19的电源端。开关控制器19的输出端连接着主开关器件5的控制端。
接着，讨论第一实施例的开关电源装置的操作。当来自没有说明的直流电源的电压施加在正和负电源线1和2之间时，主开关器件5在开关控制器电路19的控制下执行开关操作，从而使得高频电流流过变压器3的初级线圈4。这在变压器3的次级线圈6中产生高频电压。该高频电压由二极管7整流，随后由电容器45平滑，从而转换成直流电压。这直流电压施加在输出线25和26之间，以开关单元装置的输出电压方式输出。
输出电压检测器电路9将在输出线25和26之间的输出电压与预定参考电压相比较，并以反馈信号的方式通过连线9a将比较的结果馈入至信号电平校验器电路15和开关控制器电路19。开关控制器电路19通过开关电路17从工作电源16所提供电源而工作，并根据反馈信号通过控制开启和关闭主开关器件5的定时来执行控制，以这样的方式在输出线25和26之间输出所需要的直流电压。
当连接在输出线25和26(开关电源装置的输出端)之间的负载消耗很小的电功率(即，在轻负载操作)时，在输出线25和26之间的输出电压(开关电源装置的输出)就趋向于较高。为了能校正这一趋势，输出电压检测器电路9向连线9a输出具有诸如更高电平的反馈信号。
另一方面，当连接在输出线25和26之间的负载消耗大的电功率(即，在重负载操作)时，在输出线25和26之间的输出电压趋向于较低。为了能校正这一趋势。输出电压检测器电路9向连线9a输出具有诸如更低电平的反馈信号。
当在输出线25和26之间的输出电压(开关电源装置的输出电压)高于参考电压且通过连线9a输出的反馈信号输出具有较高电平时，信号电平校验器电路15就通过连线15a向开关电路17馈入操作控制信号，从而关闭开关电路17。
开关电路17关闭时，开关控制电路19就停止工作电源16所提供的输出电压，于是就停止了操作。其结果是，主开关器件5停止操作，于是允许在输出线25和26之间的输出电压(开关电源装置的输出电压)逐步下降。
随着输出电压的下降，输出电压检测器电路9输出的反馈信号的电平就变得诸如较低。随后，信号电平校验器电路15通过连线15a向开关电路17馈入操作控制信号，从而开启是开关电路17。这使得来自工作电源16的电压能提供给开关控制器电路19，以及开关控制器电路19重新开始操作，并使得主开关器件5执行开关操作。
因此，在输出线25和26之间的输出电压(开关电源装置的输出电压)增加，并同时输出电压检测器电路9通过连线9a向信号电平校验器电路15馈入较高电平的反馈信号。随后，信号电平校验器电路15关闭开关电路17，以停止开关控制电路19的操作，并从而停止主开关器件的开关操作。
当连接在输出线25和26之间的负载是重负载并消耗相当多的电功率时，输出电压就趋向于相当低。在这样的情况下，信号电平校验器电路15保持开关电路17继续导通着。于是，开关控制器电路19使得主开关器件5连续执行开关操作，并从而稳定输出电压。
正如以上所讨论的，可以通过重复当开关电源装置的输出电压增加时，停止开关操作，以及当输出电压下降时，重新开始开关的操作来获得脉冲选通开关操作。这就稳定了输出电压。
在脉冲选通开关操作中，可以在不通过开关电路17的条件下提供信号电平校验器电路15的工作电源，并因此使信号电平校验器电路15保持操作，即使停止开关操作时。然而，信号电平校验器电平15的功率消耗远小于开关控制器电路19的功率消耗，并因此开关电源装置以较低的功率消耗进行工作，进而能节省能量。
第二实施例图2是本发明第二实施例的开关电源装置的电路图。
在图2所示的开关电源装置中，变压器3具有初级线圈4，该初级线圈的一端连接着正电源线1，而其另一端通过主开关器件5连接着负电源线2。变压器3具有次级线圈6，该次级线圈的一端通过二极管7连接着输出线25，而其另一端连接着输出线26。在输出线25和26之间，具有连接着的电容器45和输出电压检测器电路9。
输出电压检测器电路9由两个连接在输出线25和26之间的串联电路所组成，更具体的说，其中一个是由光电耦合器20，电阻器21，和分流调整器22所组成，而另一个则是由输出电压分压电阻器23和24所组成。光电耦合器20包括光电二极管20a和光电晶体管20b。分流调整器22的控制端点连接在输出电压分压电阻器23和24之间的节点上。分流调整器22将在输出电压分压电阻器23和24之间节点上的电压与预先在内部设置的参考电压相比较，并允许采用流过光电二极管的电流比较结果来补偿电流。
工作电源16具有连接着负电源线2的负端和连接着稳态工作电流电源线16a的正端。信号电平校验器电路15由Zener二极管191，电阻器201，比较器18，和电流检测电阻器28组成。
Zener二极管191的阴极与稳态工作电流电源线16a相连接，以及其阳极与电阻器201的一端和比较器18的反相输入端相连接。电阻器201的另一端连接着负电源线2。电流检测电阻器28的一端连接着稳态工作电流电源线16a，而其另一端连接着比较器18的反相输入端和光电耦合器20的光电晶体管20b的集电极。
比较器18的正电源端连接着稳态工作电流电源线16a，而其负电源端连接着负电源线2。比较器18的输出端通过连线15a连接着开关电路17的控制端。光电晶体管20b的发射极通过连线19a连接着开关kzhhiqidianlu19的控制端。开关控制器电路19的输出端连接着主开关器件5的控制端。
接着，讨论第二实施例的开关电源装置的操作。当工作电源16输出的直流电压施加在正的和负的电源线1和2之间时，在开关控制器电路19的控制下，主开关器件5执行开关操作，从而产生流过变压器3的初级线圈4的高频电流。这就在变压器3的次级线圈6中感应出高频电压。该高频电压采用二极管7整流，并随后采用电容器45平滑，从而转换成直流电压。该直流电压施加在输出线25和26之间，使之作为开关电源装置的输出电压输出。
输出电压检测器电路9将输出线25和26之间的输出电压与预定的参考电压相比较，以及将该比较结果以反馈信号的方式，一方面通过在光电晶体管20b和电流检测电阻器28之间的节点馈入信号电平校验器电路15，另一方面通过连线19a馈入开关控制器电路19。
更具体的说，在输出电压检测器电路9中，分流调整器22将在输出电压分压电阻器23和24之间的节点电压与预先内部准备的参考电压相比较，并且以流过光电二极管20a的比较结果来产生电流的补偿。光电晶体管20a提供与从工作电源16流过光电二极管20a后通过电流检测电阻器28流入开关控制器电路19的电流相匹配的电流。于是，根据所提供的电流，开关控制器电路19控制主开关器件5的开关操作，并从而控制开关电源装置的输出电压(在输出线25和26之间的电压)，使得它能等于预定的数值。
在信号电平校验器电路15中，比较器18将电流检测电阻器28上的电压降与由Zener二极管191和电阻器201所产生的电流电平校验参考电源的电压相比较，并且将与比较结果相匹配的信号通过连线15a馈入开关电路17。Zener二极管191可以采用电阻器来代替。
当连接在输出线25和26之间(开关电源装置的输出端)的负载消耗较小的电功率(即，在轻负载操作中)，则在输出线25和26之间的输出电压(开关电源装置的输出电压)就趋向于较高。为了能校正这一趋势，输出电压检测器电路9就增加流过光电晶体管20b的电流。
比较器18根据流过光电晶体管20b的电流值与由电流电平校验参考电源所设置的参考电流电平相比较的结果，输出高电平的操作控制信号，并且通过连线15a将该高电平操作控制信号馈入开关电路17的控制端，从而关闭开关电路。这就停止向开关控制器电路19提供电源电压，从而开关控制器电路19将停止工作。因此，主开关器件5停止工作，于是开关电源装置的输出电压逐渐降低。
随着输出电压的降低，流过光电晶体管20b的电流值也降低。随后，比较器18根据流过光电晶体管20b的电流值与由电流电平校验参考电源所设置的参考电流电平相比较的结果，输出低电平的操作控制信号，并且通过连线15a将该低电平操作控制信号馈入开关电路17的控制端，从而开启开关电路。这就开始向开关控制器电路19提供电源电压。于是开关控制器电路19开始操作。因此，主开关器件5开始工作，并且开关电源装置的输出电压就逐渐增加。
随着输出电压的增加，流过光电二极管20b的电流值也会增加。随后，比较器18根据流过光电晶体管20b的电流值与由电流电平校验参考电源所设置的参考电流电平相比较的结果，输出高电平的操作控制信号，并且通过连线15a将该高电平操作控制信号馈入开关电路17的控制端，从而关闭开关电路。这就停止向开关控制器电路19提供电源电压，从而开关控制器电路19将停止工作。因此，主开关器件5停止工作，于是开关电源装置的输出电压逐渐降低。之后，就重复这一控制序列，并从而维持着脉冲选通振荡。这样，开关电源装置的输出电压就保持基本恒定。
顺便说，在上述所讨论的操作中，这些属于上述讨论的序列的第一部分内容，即开关电路17的关闭，主开关器件5的开关操作的停止，输出电压的降低，流过光电晶体管20b的电流降低，以及比较器18输出的低电平信号的输出，不是同时进行的；但是，因为电路各个部分所产生的延迟，所以执行所有这些操作就需要一定的操作时间，并且在该操作的时间期间，开关电源装置停止开关工作。
同样，属于上述所讨论的第二部分的操作，即，开关电路17的开启，启动主开关器件5的开关操作，输出电压的增加，流过光电晶体管20b的电流增加，从比较器18所输出的高电平信号的输出，不是同时进行的；但是，，因为电路各个部分所产生的延迟，所以执行所有这些操作就需要一定的操作时间，并且在该操作的时间期间，开关电源装置连续开关工作。
在开关电源装置保持执行和停止执行开关操作周期内，上述所讨论的操作时间的理论有助于不仅应用于该实施例还可以应用第一实施例。
在控制中，通过在关闭开关电路17的同时将稍降低的电流电平校验参考电源的电压电平馈入比较18的非反相输入端，同样，通过在开启开关电路17的同时将稍增加的电流电平校验参考电源的电压电平馈入比较18的非反相输入端，可以引入小量的滞迟现象。这有助于延长开关电源装置保持执行和停止执行开关操作周期的周期。
另一方面，当连接在输出线25和26之间的负载消耗较大电功率(即，在重负载操作中)，在输出线25和26之间的输出电压就趋向于更低。这会引起流过光电晶体管20b的电流下降，并因此引起电流检测电阻器28上的电压降变得低于Zener二极管191上的电压降。因此，比较器18输出低电平操作控制信号，于是，开关电路17保持连续工作，允许开关电源装置执行连续的开关操作。
这里，应该注意的是，根据在流过光电晶体管20b的电流值和参考电流值(Zener二极管191两端的电压降转变成电流值)之间的比较结果，就可以获得脉冲选通开关操作。输出电压检测器电路19的反馈信号的信号电平(即，流过光电晶体管20b的电流值)表示开关电源装置的负载电流值。于是，就有可能正确地设定在执行连续开关操作和脉冲开关操作之间开关的负载电流值。
在脉冲选通开关操作中，如早先所讨论的那样，输出电压会发生波动。然而，由于反馈信号的信号电平，即，流过光电晶体管20b的电流值，也可表示开关电源装置的输出电压值，正如以上已经讨论的和以后将继续讨论的那样，就有可能正确地设置输出电压的上限和下限值。
反馈信号的信号电平可以在连接开关控制器电路19的控制端的连线19a上检测到。然而，正如以下将要讨论的那样，该结构不能对付开关控制器电路19通过它的控制端流出电流的情况。即，当提供给了开关控制器电路19的工作电源开启和关闭时，通过控制端所流出的电流值发生变化，于是在控制端上的电压数值就不能像以上所讨论的那样正确地表示输出电压和负载电流。
这样，通过重复当开关电源装置的输出电压增加时停止开关操作，而在输出电压下降时重新启动开关操作就可以获得脉冲选通开关操作。这有助于稳定输出电压。
在脉冲选通开关操作中，不通过开关电路17向信号电平校验器电路15提供工作电源，因此，即使在开关操作停止时，信号电平校验器电路15仍保持着工作。然而，信号电平校验器电路15的功率消耗远小于开关控制器电路19的功率消耗，因此，开关电源装置可以很小的功率消耗工作，起到了节省能源的作用。
第三实施例图3是本发明第三实施例的开关电源装置的电路图。图3是显示图1和图2所示工作电源16的详细电路结构的电路图，在图3中，与图1和图2中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
在图3，开关控制器电路19的工作电源是由启动电流电源线29a和稳态工作电流电源线16a所提供的，其中，启动电流是由正电源线1通过启动电阻器29提供的，而通过稳态工作电流电源线16可以通过多个二极管30和31所组成的串联电路来提供变压器3辅助线圈32上感应的电压。信号电平校验器15和光电耦合器20的光电晶体管20b的工作电源是从由二极管30和31之间节点提取的辅助控制电源提供的。
对应于原先所讨论的工作电源16的电路是由变压器3的辅助线圈32，二极管31，电容器33，二极管30，启动电阻器29，和电容器46所组成的。在开关电源装置中，在开始启动时，当由未说明直流电源输出的直流电压施加在正和负电源线1和2之间，电荷电流通过启动电阻器29流向电容器46，并正如以下所讨论的那样，由于开关电路17导通，当电容器46的充电电压能达到预定电压电平时，开关控制器电路19就开始工作并且开始将驱动信号提供给主开关器件5。
于是，开关电源装置开始开关工作，并且在变压器3的辅助线圈32上感应出高频电压。该高频电压经二极管31和电容器33的整流和平滑，并转化成直流电压。光电晶体管20b和比较器18的工作是由电容器33提供工作电源，并且采用将开关电源装置的输出电压保持在预定数值的方式和当负载如早先所讨论那样较轻时采用脉冲选通开关控制的方式进行工作。
在开关电源装置的启动操作过程中，二极管30防止来自正电源线1的电流通过启动电阻器29流到电容器33，因此，这有助于缩短电容器46充电电压达到预定电压电平所需的时间。在完成开关电源装置的启动操作之后，电容器46的充电电流主要时来自电容器33通过二极管30的电流，并且通过开关电路17向开关控制器电路19提供工作电源。
当开关电源装置开始启动时，电容器33的充电电压为零，因此比较器18不工作。然而，由于比较器18的输出端受到电阻器62的下拉，所以开关电路17处于开启状态。
同样，当开关电源开始启动时，电容器33的充电电压为零，因此就没有电流流过光电晶体管20b。于是，假定开关电源装置的输出电压低于预定电压，则开关控制器电路19控制主开关器件5。因此，当开关电源装置开始在预定的稳定状态下工作时，随着开关电源装置的输出电压增加，电容器33的充电电压就增加，直至电流能流过光电晶体管20b。
正如以上所讨论的那样，在开关电源装置开始启动之后直到它开始以稳定状态工作的周期中，开关控制器电路19和开关电路17通过使用电容器46的充电电压作为工作电源来工作。因此，为了能防止电容器46的充电电压在该周期中变得低于所允许的最小工作电压，电容器46就需要具有非常高的电容量。
通过增加启动电阻器29的电阻，就有可能减小通过启动电阻器29的功率消耗。然而，当开关电源装置开始启动时，如果使得该电阻太高就会导致对电容器46充电所需时间的拉长，放慢了它的启动。
在该实施例中，当开关电源装置启动时，二极管30防止电容器46所积累的电荷流入光电晶体管20b和比较器18。这有助于减小启动所需的时间。然而，通过增加启动电阻器29的电阻，有可能减小功率的消耗。
在该实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过重复开启和关闭向开关控制器电路19提供工作电源的线来开启和关闭开关电路的方式来获得脉冲选通开关控制。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5的开关工作停止的同时，也停止了向开关控制电路19提供工作电源。这就有助于减小在停止开关工作时所承受的功率损失，也有助于减小装置整体的功率消耗。
第四实施例图4是本发明第四实施例的开关电源装置的电路图。在图4中，与图1至图3中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。该实施例的开关电源装置采用了PWM(脉冲宽度调制)控制IC，例如，可以采用Fuji电子公司所生产的产品编号为FA5511的IC。在图4中，FA5511如IC38所示。
图6是FA 5511的结构外形图。在图6中，当工作电源提供在Vcc端时，该工作电源就提供给了输出缓冲器101，运算控制电路102，和5V的电压调整器103。当通过Vcc端T6所提供的电压高于预定工作启动电压时，5V调整器103就进入到输出使能状态，并且提供稳定的5V电源，一方面，通过内部电源线104提供给PWM逻辑电路105和OSC(振荡电路)106；另一方面，通过内部电源线104以及通过二极管107和电阻器108提供给FB端T2。
内部电源端T7连接着内部电源线104，而该内部电源端T7外部连接着电容器40，以消除内部电源线104所产生的噪声。该电容器40可以防止噪声通过内部电源线104叠加在所提供电源上，从而可防止出错的控制。
OSC 106的振荡频率是由电阻器36的电阻设置的，该电阻器在外部连接着端点T1。OSC 106所产生的振荡信号馈入到PWM逻辑电路105。FB端T2通过二极管107和电阻器108所组成的串联电路上拉至内部电源线104，因此，向PWM逻辑电路105提供了串联电路和连接着FB端T2的外部电路元件所分压的电压。
PWM逻辑电路105采用以下将要讨论的方式，对FB端T2的电压电平和CS端T8的电压电平进行逻辑计算(这将在以下进行讨论)，以及从OSC 106所馈入的振荡信号，以及将用于驱动主开关器件5的驱动信号馈入输出缓冲器101(见图4)。输出缓冲器101电流放大该驱动信号，并随后把它作为驱动信号馈入主开关器件5，主开关器件是通过输出端T5外部连接的。
通过端T3，馈入来自主开关器件5的电流检测信号。当流过主开关器件5的电流超过了预定的电平，则PWM逻辑电路105就关闭主开关器件的驱动信号(减小至低电平)以保护主开关器件5。端T7用作FA 5511内部电路的共同接地端，并且连接着开关电源装置的负电源线(见图4)。
电容器41外部连接着CS端T8。正如以上所讨论的，在运算控制电路102向5V电压调整器103输出一输出使能信号的同时，运算控制电路102以弱电流馈入至电容器41，这样电容器41逐渐充电。当开关电源装置稳定状态工作时，运算控制电路102就控制这电容器41的充电电压，使得它不会超过预定的电压电平。
当CS端T8的电位在外部电路的作用下迫使变低时，运算控制电路102就禁止5V调整器103工作，从而停止向内部电源线104提供电源，同时5V电压调整器103向输出缓冲器101输出禁止信号。于是，当CS端T8的电位在外部电路的作用下迫使变低时，就大大减小了FA 5511所消耗的功率。
该实施例的开关电源装置开拓了FA 5511的上述功能。特别是，当开关电源装置的输出电压为高时，则反馈信号的信号电平也为高，信号电平校验器电路15(见图5)就迫使CS端T8的电位在外部电路作用下变低，从而可以停止输出缓冲器101、PWM逻辑电路105和OSC 106的工作。这就使得开关电源装置能够停止工作，这是反馈信号的信号电平降低的结果。此后，信号电平校验器电路5停止迫使CS端T8的电位变低，从而重新启动开关电源装置。这样，在开关电源装置的轻负载的工作条件下，就可以获得脉冲选通开关操作。
出于参考的目的，图5显示了采用FA 5511典型电路结构的开关单元装置的电路结构。在图5中，与图4中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。图7显示了在开关电源装置开始启动之后直到开始以稳定状态工作期间在相关点观察到的信号波形。在图7中，在(a)显示了在图5所示的电容器46两端的电压701；在(b)显示了图5所示IC 38的FB端T2上的电压702，馈入PWM逻辑电路105的OSC 106的振荡信号702(见图6)，以及在CS端T8上的电压704；在(c)显示了通过输出端T5输出的输出信号705。
现在，参照图5和图7，讨论开关电源装置的操作。首先，在时间点t0时，直流电压施加在正和负电源线1和2之间，由于通过启动电阻器29所提供的充电电流的作用，电容器46两端的电压701逐渐增加，在时间点t1时，当电压达到FA 5511的预定工作起始电压，则在IC38内部的内部电源线104上的电压上升，正如以上所讨论的，于是，OSC 106，PWM逻辑电路105和输出缓冲器101就开始工作。
于是，OSC 106将具有恒定上限和下限和恒定周期的振荡信号馈入PWM逻辑电路105，并作为电容器41以从运算控制电路102所馈入的弱电流充电的结果，则在CS端T8上的电压就逐渐增加。在时间点t1时，在输出线25和26之间的电压仍为零，因此，就没有电流能流过分流调整器22和光电晶体管20b。于是，在IC 38的FB端T2上的电压702为高。
当CS端T8的电压704和FB端T2的电压702无论是低于或者高于OSC 106所输出的振荡信号703时，PWM逻辑电路105都输出其电平高于输出缓冲器101的输出端T5电压的输出信号(脉冲信号)705。于是，在从时间点t1至时间点t2的过程中，在CS端T8的电压704的电平低于OSC 106所输出的振荡信号的电平的期间，输出信号705就维持低。在时间点t2，当CS端T8的电压704的电平瞬时超过OSC 106的振荡信号703的电平时，输出信号705就变为高，并且对于对应的时期保持高，以开启主开关器件5。
之后，随着电压704增加，在输出电压705保持为高的时期就变得越来越长，则从变压器3的次级线圈6通过二极管7提供在输出线25和26之间的功率相应增加。于是，在输出线25和26之间的电压增加，直至在时间点t3时，当在FB端T2的电压702开始下降时，电流开始流过分流调整器22和光电晶体管20b。
接着，在时间点t5，当在Fb端T2的电压702变得低于在CS端T8的电压704时，OSC 106的振荡信号703的电平和FB端T2上的电压702之间的比较结果可以确定在输出端T5的输出电压705为高的时期。由于电压702的电平表示输出电压检测器电路9的输出反馈信号，所以开关电源装置现在开始以输出预定电压的稳定状态进行工作。
另一方面，在从时间点t1至时间点t3的周期中，电容器46的充电电压701趋向于逐步减小，因为在该周期中，流入Vcc端T6的电流多于由启动电阻器29所提供的电流。然而，通过使电容器46具有充分高的电容，该减小可以被控制得不至于会变得低于IC 38(即，FA 5511)的最小工作Vcc电压。
正如以上所讨论的，开关电源装置的输出电压增加，并且在时间点t4对应的电容器46充电电压701开始增加，以在时间点t6达到稳定状态的稳定电压。
应该理解的是，参照图5解释的开关电源装置的电路结构仅仅是采用FA5511的典型电路结构的一个示例，于是该实例并不包括以该特殊实施例在以下讨论的轻负载操作的情况下所获得的脉冲选通开关的功能。
接着，参照图8所示的信号波形图讨论图4所示实施例的开关电源装置的工作。在图8中，在(a)显示了在图4中所示的电容器46上的电压801；在(b)显示在图4中所示的IC 38(即，FA 5511)的FB端T2的电压804，OSC 106(见图6)馈入PWM逻辑电路105(见图6)的振荡信号803，和在IC 38的CS端T8上的电压805；在(c)显示了通过IC 38输出端T5输出的输出信号806。
首先，在时间点T0时，直流电压施加在正和负电源线1和2之间，由于通过启动电阻器29所提供的充电电流的作用，电容器46两端的电压801逐渐增加，在时间点T1时，当电压达到FA 5511的预定工作起始电压，则在IC38内部的内部电源线104上的电压上升，正如以上所讨论的，于是，OSC 106，PWM逻辑电路105和输出缓冲器101就开始工作。
于是，OSC 106将具有恒定上限和下限和恒定周期的振荡信号馈入PWM逻辑电路105，并作为电容器41以从运算控制电路102所馈入的弱电流充电的结果，则在CS端T8上的电压就逐渐增加。在时间点T1时，电容器33的充电电压为零，信号电平校验器电路15的输出电流为零，以及，正如以后所讨论的，启动校正电路35的开关则关闭着。因此，在IC 38的FB端T2上的电压804是一个分压电压，它是IC 38内部所提供的二极管107，电阻器108和电阻器39a的电压分压的结果(见图4)。
该分压电压设置为稍微高于振荡信号803的下限电压电平。
当CS端T8的电压805和FB端T2的电压804无论是低于或者高于OSC 106所输出的振荡信号803时，PWM逻辑电路105通过输出缓冲器101的输出端T5输出一个输出信号806。
于是，在从时间点T1至时间点T2的周期中，在CS端T8的电压805电平低于OSC 106所输出的振荡信号703的电平的时期中，输出信号806保持低。在时间点T2，当CS端T8的电压805的电平瞬时超过OSC 106的振荡信号803的电平时，则输出信号705变成为高，并且随后在相应的周期中仍保持高，以开启主开关器件5。
这就使得在输出线25和26之间的电压会稍微增加，并且会使得电容器33的充电电压以对应于在输出线25和26之间电压增加的方式增加。因此，开始从电容器33通过信号电平校验器15向IC 38的FB端T2提供电流，于是在FB端T2的电压804开始增加。
当流过光电晶体管20b的电流小于在信号电平校验器电路15中所设置的预定数值时，信号电平校验器电路15向IC 38的FB端T2提供电流；相反，当流过光电晶体管20b的电流大于在信号电平校验器电路15中所设置的预定数值时，则信号电平校验器电路15就向CS端控制器电路37馈入电流，但是不向FB端T2和CS端T8提供任何电流。
在信号电平校验器电路15向IC 38的FB端T2提供电流的同时，当流过光电晶体管20b的电流数值增加时，则信号电平校验器电路15就减小供给电流(反相反馈信号)，相反，当流过光电晶体管20b的电流值下降，则信号电平校验器电路15就增加供电电流(反相反馈信号)。
供电电流也取决于信号电平校验器电路15的工作电源，即，它也取决于电容器33的充电电压。于是，正如以上所详细讨论的，在开关电源装置开始启动之后，随着在输出线25和26之间的电压增加，以及随着电容器33的充电电压的增加，供电电流也增加。
之后，当供电电流增加直至到达稳定工作状态，在该状态中输出线25和26之间的电压是稳定的，输出线25和26之间的电压和电容器33的充电电压被稳定在恒定值，该恒定值是由开关电源装置的输出电压和变压器3的次级线圈6和辅助线圈32之间的线圈绕组比所确定的。于是，现在供电电流仅仅只取决于流过光电晶体管20b的电流值，正如以上所讨论的。
接着，在时间点T2之后，随着CS端T8的电压805的增加，在通过输出端T5输出的输出信号806保持高的周期就会变得越来越长，于是，在输出线25和26之间的电压就会增加，电容器33的充电电流也会增加，因此信号电平校验器电路15所提供的电流也会增加。正是由于这一情况发生的结果，FB端T2的电压804也会逐渐增加。
在时间点T3之后，当CS端T8的电压805变得高于FB端T2的电压804时，正如以上所讨论的，PWM逻辑电路105就将FB端T2的电压804与OSC 106的振荡信号803相比较，并根据比较的结果，通过输出缓冲器101的输出端T5输出该输出信号806，使得该输出信号806作为驱动信号馈入主开关器件5。
正如以上所讨论的，电容器33的充电电压取决于输出线25和26之间的电压和变压器3的次级线圈6和辅助线圈32之间的绕组比。于是，在时间点T2之后，随着输出线25和26之间的电压增加，电容器33的充电电压也随之增加，正如图8(a)所示曲线所描述的。在时间点T4，当电容器的电压变得高于在启动校正器电路35中所设置的预定数值时，启动校正器电路35就开启所提供的开关，使得电阻器39b与电阻器39a并联连接。
因此，在FB端T2的电压804会瞬时下降，但是，由于在下降之后的电压电平高于振荡信号803的下限，所以虽然在输出端T5输出信号806的高电平周期会瞬时缩短，但是主开关器件5仍继续开关操作。于是，在输出线25和26之间的电压和电容器33的充电电压仍会继续增加，并且在FB端T2的电压开始再次增加。
在时间点T6之前的瞬时，当电阻器23和24的电压分压器所产生的电压达到了在分流调整器22中所提供的比较参考数值时，电流就开始流过分流调整器22，光电二极管20a和光电晶体管20b。于是，信号电平校验器电路15输出的电源电流就停止增加，在FB端T2的电压804也停止增加，以及开关电源装置开始以稳定状态工作。
在稳状工作中，例如，当输出线25和26之间的电压增加时，电阻器23和24所组成的电压分压器输出的电压也增加，则流过分流调整器22，光电二极管20a和光电晶体管20b的电流也增加，因此信号电平校验器电路15的供电电流就会减小，在FB端T2的电压804也减小，则PWM逻辑电路105将OSC 106的振荡信号803与FB端T2的电压804相比较并且最终通过IC 38的输出端T5输出高电平周期缩短的输出信号(驱动信号)806，于是主开关器件5的导通状态的占空比就会变得更短，因此通过二极管7流向输出线25的电流减小。这一过程发生的结果，使得在输出线25和26之间的电压降低。
相比较，当在输出线25和26之间的电压下降时，由电容器23和24所组成的电压分压的电压也会下降，于是流过分流调整器22，光电二极管20a和光电晶体管20b的电流也会减小，于是增加了信号电平校验器电路15的供给电流，因此在FB端T2的电压804就会增加，则PWM逻辑电路105就将OSC 106的振荡信号803与FB端T2的电压804相比较，并且最终通过IC 38的输出端T5输出高电平周期拉长的输出信号(驱动信号)806，于是主开关器件5的导通状态的占空比就会变得更长，因此通过二极管7流向输出线25的电流增加。这一过程发生的结果，使得在输出线25和26之间的电压增加。
经过这一操作序列，在输出线25和26之间的电压就稳定在预定的数值上。从而，电容器33的充电电压也稳定，于是，信号电平校正器电路15所提供的电流量仅仅只取决于流过光电晶体管20b的电流。
在开关电源装置启动时和该装置以稳定状态工作时之间，启动校正器电路35切换在IC 38的FB端T2和负电源线2之间的电阻。这确保了开关电源装置能可靠的执行开关操作。
特别是，当开关电源装置开始启动时，电容器的充电电压为零，且信号电平校验器电路15所提供的电流也为零。因此，电阻器39a呈现出高的电阻，正如以上所讨论的，于是由IC 38内部所具有二极管107，电阻器108以及电阻器39a(见图4)所组成的电压分压产生的电压高于OSC 106振荡信号的下限。
如果不是该情况，即使在IC 38的CS端T8的电压电平增加之后，在FB端T2的电压电平仍低于OSC 106的振荡信号的下限，于是PWM逻辑电路105就不能通过输出端T5输出高电平信号。这就不可能使得开关电源装置的输出电压上升。
另一方面，在稳状工作中，如果在IC 38的FB端T2和负电源线2之间的电阻保持高，例如，当开关电源装置的操作处于无负载的状态使得开关电源装置的输出电压增加时，随着输出电压的稳定，即使在信号电平校验器电路1 5停止提供电流，由IC 38内的二极管107，电阻器108和电阻器39a(见图4)组成的电压分压所产生的电压不会下降到OSC 106振荡信号的下限，于是，十分不方便，在FB端T2的电压就不能如此控制来降低输出电压。
为了能克服这一不利因素，当开关电源装置启动时，随着电容器33的充电电压的增加，在电流开始流过光电晶体管20b之前的瞬时，信号电平校验器电路1 5另外连接着电阻器39b，使得减小在IC 38的FB端T2和负电源线2之间的电阻。
正如以上所讨论的，开关电源装置在轻负载操作中执行脉冲选通开关操作。这有助于减小在轻负载操作中的功率消耗。
正如以上所讨论的，在开关电源装置中，输出电压在轻负载操作中趋向于增加。为了能校正它，流过光电晶体管20b的电流数值也增加。该流过光电晶体管20b的电流使之流过电流检测电阻器34，并且将该电流检测电阻器34的电压降与信号电平校验器电路15中所提供的参考电压相比较，并且当电流检测电阻器34的电压降高于参考电压时，信号电平校验器电路15就向CS端控制器电路37馈入供给电流并且停止给IC 38的FB端T2提供电流。
在检测供给电流时，CS端控制器电路37开启所提供的开关使得在IC 38的CS端T8的电压变低。当在CS端T8的电压变低时，运算控制电路102关闭5V电压调整器103的输出，并停止向FB端T2提供上拉电流以及停止提供OSC106和PWM逻辑电路105的工作电源。
此外，运算控制电路102向输出缓冲器101馈入禁用信号，以停止输出缓冲器101的工作。这可以停止驱动信号从IC 38的输出端T5馈入主开关器件5，并因而开关电源装置停止开关操作。
因此，随着在输出线25和26之间的电压下降，由电阻器23和24的电压分压所产生的电压也下降，于是流过分流调整器22、光电二极管20a和光电晶体管20b的电流也下降，因而电流检测电阻器34的电压降也下降，随后信号电平校验器电路15将电流检测电阻器34的电压降与所提供的参考电压相比较，并且判定电流检测电阻器34的电压降为低。于是，信号电平校验器电路15就向IC 38的FB端T2馈入供给电流，并停止向CS端控制器电路37提供电流。
因此，CS端控制器电路37关闭器所提供的开关，使得在IC 38的CS端T8的电压变高。于是，运算控制电路102开启5V电压调整器103，并重新开始向FB端T2提供上拉电流以及向OSC 106和PWM逻辑电路105提供工作电源。此外，运算控制电路102向输出缓冲器101馈入使能信号，以重新启动输出缓冲器101的工作。
这就重新开始向主开关器件5提供来自IC 38输出端T5的驱动信号，并且开关电源装置重新开始开关操作。
之后，当在输出线25和26之间的电压再次增加时，就停止了开关操作，正如以上所讨论的。然而，当在输出线25和26之间的电压下降时，电流检测电阻器34的电压降下降，重新开始开关操作，正如以上所讨论的。通过这些操作的重复，就可以获得脉冲选通开关的操作。
在该脉冲选通开关状态中，随着开关电源装置输出电压的增加，该时间开始于在开关操作的周期中，当电流检测电阻器的电压电平不再达到在信号电平校正器电路15中所提供的参考电压的电平。这是连续开关模式的开始。
采用上述所讨论的第四实施例的技术就有可能在通过对商品化的PWM控制IC附加一些附加电路的简单实践基础上实现本发明，例如，采用Fuji电子公司出品的产品编号为FA 5511的IC或者其等效IC。
在该实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过重复开启和关闭在IC 38中所提供的CS端控制器电路37来获得脉冲选通开关控制，其中IC 38被提供工作电源而用作开关控制器。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5的开关操作已经停止的同时，也停止了向IC 38主要电路部分提供工作电源。这有助于减小在开关操作停止时所承受的功率损失，以及有助于减小装置整体的功率消耗。
这里，IC 38的主要电路部分包括OSC 106，PWM逻辑电路105，FB端T2，以及输出缓冲器101。
此外，启动校正器电路35如此工作，当开关电源装置从启动工作进入到稳定状态工作时，电阻器39b与电阻器39a并联连接着，以减小在IC 38的FB端T2和负电源线2之间的电阻。这降低了FB端T2的电位，从而确保了开关电源装置能在稳定状态的工作时执行可靠的输出电压稳定控制。
第五实施例图9是本发明第五实施例的开关电源装置的电路图。在图9中，与图4中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。在第五实施例的开关电源装置中，详细显示了信号电平校正器电路15，启动校正器电路35，以及CS端控制器电路37的结构。
信号电平校正器电路15是由PNP型晶体管47和48以及电阻器49，50和51组成。启动校正器电路35是由Zener二极管5，电阻器55，56和39b，以及NPN型晶体管57组成。CS端控制器电路37是由NPN型晶体管53和电阻器52组成。在以下的讨论中，PNP型晶体管和NPN型晶体管都简称为晶体管。
在信号电平校验器电路15中，晶体管47的发射极和晶体管48的发射极连接在一起，并且在这些发射极和电容器33之间连接了电阻器49。晶体管47的基极连接着在光电晶体管20b和电流检测电阻器34之间的节点。
晶体管48的基极连接着通过采用串联电阻器50和51来分压电容器33的电压所产生的参考电压的节点。晶体管47的集电极连接着IC 38(即，FA 5511)的FB端，而晶体管48的集电极连接着在CS端控制器电路37中所提供的晶体管53的基极。
正如以上所讨论的结构，当开关电源装置以稳定状态工作时，信号电平校验器电路15以下列方式工作。
正如以上所讨论的，电容器33的充电电压被稳定，并且采用电阻器50和51分压充电电压所产生的电压作为参考电压使用。将该参考电压称之为Eb。在光电晶体管20b和电流检测电阻器34之间的节点上，就会出现与输出电压检测器电路9所输出的反馈信号的信号电平基本成正比的电压。当该电压低于参考电压Eb时，则晶体管47就导通而晶体管48就截止。于是，流过晶体管47集电极的电流I可以由下列公式得到Ia＝(Ea-Ee-Va)/Rd (1)在上述公式(1)中，Ea表示电容器33的充电电压，Ee表示在光电晶体管20b和电流检测电阻器34之间节点上的电压(即，晶体管47的基极电压)，Va表示在晶体管47的基极和发射极之间的正向电压，以及Rd表示电阻器49的电阻。
因此，随着流过光电晶体管20b的电流增加，提供给IC 38的FB端T2的电流就会减小，并且，随着流过光电晶体管20b减小，则提供给IC 38的FB端T2的电流就会增加。此外，当流过光电晶体管20b的电流进一步增加，则在光电晶体管20b和电流检测电阻器34之间的节点上电压就会变得高于参考电压Eb。这就使得晶体管47截止而晶体管48导通，于是，将来自晶体管48集电极的电流提供给CS端控制器电路37。
接着，将讨论CS端控制器电路37。晶体管53的集电极连接着IC 38(即，FA 5511)的CS端T8，发射极连接着负电源线2，以及基极连接着信号电平校验器电路15的输出端。
因此，当提供来自信号电平校验器电路15的电流时，晶体管53就导通，从而使得IC 38的CS端T8的电压变低。
二极管58连接在IC 38的CS端T8和电容器41之间，并且该二极管58用于加快在IC 38的CS端T8的电压电平的波动，并从而加快在脉冲选通操作中的振荡状态和静止状态之间的切换速度。
如果没有插入该二极管58，即，IC 38的CS端T8直接连接着电容器41，当晶体管53导通时，在电容器41所积累的电荷消耗之前，Cs端T8的电压就不会变低。这就延迟了开关操作的停止。在另一方面，当晶体管53截止时，就需要时间使得运算控制电路提供的电流能将电容器41充电至高于OSC 106振荡信号的下限电压电平。这就延迟了开关操作的重新开始。其结果是，会发生这样的情况，在脉冲选通开关操作中，在没有执行开关操作的周期中，当开关电源装置的负载电流突然增加时，输出电压会下降所增加的量。
在可以忽略开关操作的停止和重新开始中的延迟效应的应用中，就没有必要插入二极管58。
接着，讨论启动校正器电路35。在启动校正器电路35中，Zener二极管54的Zener电压是下文中所提到的预定电压，该预定电压是根据在电容器33的充电电压增加至高于Zener电压使晶体管57导通来设置的。因此，当电容器33的充电电压增加至高于Zener电压(预定电压)，晶体管57是由电容器33通过Zener二极管54和电阻器55的基极电流来提供。这使得晶体管57导通，该晶体管57使电阻器39b与电阻器39a并联连接，并从而降低在IC 38的FB端T2的电压。
在该实施例的开关电源装置中，信号电平校正器电路15通过重复在线路中IC 38所提供的CS端控制器电路37的开启和关闭来获得脉冲选通开关控制，该IC 38作为开关控制器使用被提供了工作电源。此外，在脉冲选通开关控制中，在已经停止主开关器件5的开关操作的同时，也停止了提供给IC 38主电路部分，即，OSC 106，PWM逻辑电路105，FB端T2和输出缓冲器101的工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，并且也有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，启动校正器电路35如此工作，使得在开关电源装置从启动操作向稳定状态操作过渡时，电阻器39b与电阻器39a并联连接，以减小在IC 38的FB端T2和负电源线2之间的电阻。这就降低了在FB端T2的电位，并从而确保开关电源装置能在稳定状态中执行可靠的输出电压稳定控制。
此外，信号电平校验器电路15，启动校正器电路35，和CS端控制器电路37能够采用简单电路结构来实现，并且开关控制器电路能够采用IC 38，例如，FA 5511来实现。这有助于减小电路板的尺寸，并从而减小开关电源装置的体积和成本。
此外，开关控制器电路(IC 38)可以与主开工器件5相分离，并因此，与主开关器件和开关控制器电路和其它元件集成在单个封装中(在单个晶片上)的情况相比较，就有可能采用具有低导通电阻的主开关器件。这有助于防止在重负载操作中的功率转换效率的下降。顺便说，采用当前的技术，在单个封装中与其它元件一起制成的主开关器件可产生具有高导通电阻的主开关器件。
第六实施例图10是本发明第六实施例的开关电源装置的电路图。在图10中，与图9中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
在图9所示的先前实施例的开关电源装置中，在脉冲选通开关操作中，停止开关操作的周期和执行开关操作的周期，正如以上所讨论的，它取决于在输出电压控制系统所执行控制中的延迟。相反，在图10所示本实施例的开关电源装置中，在信号电平校正器电路15a中所提供的比较参考电源可以在停止开关操作的周期和执行开关操作的周期之间变化，从而根据如何设置变化的范围，可以延长和调整停止开关操作的周期和执行开关操作的周期。
在该实施例中，为了允许该比较参考电源的设置，在图9所示的信号电平校正器电路15所提供的电压分压电路和串联连接的电阻器50和51中，电阻器51分成为图10所示的信号电平校正器电路15a中的电阻器51a和51b。在电阻器51a和51b之间的节点通过二极管59连接到IC 38的CS端T8。
在图10中，当开关电源装置以稳定状态工作时，在执行开关操作的周期中，在IC 38的CS端T8的电压为高，二极管59防止电流从CS端T8流入到电阻器51a和51b之间的节点。于是，晶体管48的基极电压(即，比较参考电源)Esa可粗略地由下列公式(2)给出Esa＝[(Ra+Rb)×Ec]/(Ro+Ra+Rb) (2)在上述公式(2)中，Ra表示电阻器51a的电阻，Rb表示电阻器51b的电阻，Ro表示电阻器50的电阻，以及Ec表示电容器33的充电电压。
另一方面，当开关电源装置执行脉冲选通开关操作时，在停止开关操作的周期中，晶体管51是导通的，并且电阻器51b是短路的。于是，晶体管48的基极电压(即，比较参考电源)Esb可粗略地由下列公式给出Esb＝(Ra×Ec)/(Ro+Ra) (3)式中，保持Esa＞Esb的关系。通过大约设置电阻器50，51a和51b的电阻，就有可能自由地设置Esa-Esb的数值。
在开关电源装置执行开关操作的同时，当由于例如负载电流减小而输出电压增加时，于是晶体管47的基极电压增加至高于电压Esa，正如以上所讨论的，从晶体管48输出的电流提供给晶体管53的基极，这就使得晶体管53导通，并因此开关电源装置也停止开关操作。
其结果是，开关电源装置的输出电压开始下降，以及，当晶体管47的基极电压下降至低于电压Esb时，则晶体管48截止并使得IC 38的CS端T8的电压变成为高。于是，开关电源装置重新开始开关工作。结果，开关电源装置的输出电压增加，以及，当晶体管47的基极电压增加至高于电压Esa，则开关电源装置就停止开关工作。重复这一操作序列。
因此，采用如图10所示的信号电平校验器电路15a的开关电源装置具有下列所描述的工作特性。
在图9所示的信号电平校验器电路15中，比较参考电源的电压是固定的。于是，在采用该信号电平校验器电路15的开关电源装置中，当装置执行脉冲选通开关操作时，执行开关周期和停止开关周期的长度取决于输出电压控制系统所执行控制的延迟特性。相反，在采用如图10所示信号电平校验器电路15a的开关电源装置中，执行开关周期和停止开关周期的长度都长于在采用信号电平校验器电路15的开关电源装置中的执行开关周期和停止开关周期的长度。另外，这些长度都可以通过适当设置Esa-Esb的数值来自由地设置，正如以上所讨论的。
此外，在采用如图9所示信号电平校验器电路15的开关电源装置中，当装置执行脉冲选通开关操作时，所设置的输出电压波动的宽度(输出电压中的波纹)被设为等于由输出电压控制系统的控制延迟特性所确定的最大数值。相反，在采用如图10所示信号电平校验器电路15a的开关电源装置中，输出电压波动的宽度大于在采用信号电平校验器电路15的开关电源装置中的输出电压波动的宽度，另外，该宽度可以通过适当设置Esa-Esb的数值来自由地设置，正如以上所讨论的。
顺便说下，增加输出电压变化的宽度(即，输出电压的波纹)会产生减小在脉冲选通开关操作中所承受的功率损失的优点。
特别是，在采用信号电平校验器电路15的开关电源装置中，开关操作起始于停止开关操作的状态，反馈信号的信号电平只有稍稍减小。在开始开关操作的时间点上，IC 38的FB端T2的电压略微增加，因此，IC 38的输出端T5输出的驱动信号的占空比就很小(即，高电平周期是短的)。
相反，在采用信号电平校验器电路15a的开关电源装置中，在进入停止开关操作状态之前，并不开始开关操作，反馈信号的信号电平下降至电压Esb的电平。于是，。在开始开关操作的时间点上，IC 38的FB端T2的电压大大增加，因此，IC 38的输出端T5输出的驱动信号的占空比就很大(即，高电平周期是长的)。
因此，在开始开关操作的时间点上，每一个周期都会从变压器3的次级线圈6通过二极管7馈出非常大的电流，于是，当以较长的时间跨度来观察时，只是在一个较小的时间中执行开关。这就有助于减小功率的损失。
因此，在采用脉冲选通开关操作方式允许输出电压存在较小的波动宽度的应用中，采用图9所示的信号电平校验器电路15，以及，在减小功率消耗为优先的应用中，采用图10所示的信号电平校验器电路15a。在采用信号电平校验器电路15a的情况下，正如以上所讨论的，输出电压波动的宽度可以设置在所产生的波动小于应用的要求以及同时使得功率消耗最小的最佳数值上。
顺便说下，当采用信号电平校验器电路15a的开关电源装置以重负载状态工作时，它的输出电压趋向于减小。这就使得晶体管47的基极电压能低于电压Esa，于是，开关电源装置可以执行连续的开关。
在本实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15a通过重复开启和关闭IC 38在线路中所提供的CS端控制器电路37而获得脉冲选通开关控制，其中IC 38作为开关控制器使用，被提供了工作电源。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5停止开关操作的同时，也停止向IC 38提供工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，于是有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，操作启动校正器电路35，使得开关电源装置从启动操作进入到稳定状态的操作，电阻器39a与电阻器39b并联连接以减小造IC 38的FB端T2和负电源线2之间的电阻。这就降低了FB端T2的电位，从而确保了开关电源装置能够在稳定状态工作时执行可靠的输出电压稳定控制。
此外，信号电平校验器电路15a，启动校正器电路35，和CS端控制器电路37能够采用简单电路结构来实现，并且开关控制器电路能够采用IC 38，例如，FA 5511来实现。这有助于减小电路板的尺寸，并从而减小开关电源装置的体积和成本。
此外，开关控制器电路(IC 38)可以与主开关器件5相分离，并因此，与主开关器件和开关控制器电路和其它元件集成在单个封装中(在单个晶片上)的情况相比较，就有可能采用具有低导通电阻的主开关器件。这有助于防止在重负载操作中的功率转换效率的下降。顺便说，采用当前的技术，在单个封装中与其它元件一起制成的主开关器件可产生具有高导通电阻的主开关器件。
第七实施例图11是本发明第七实施例的开关电源装置的电路图。在图11中，与图4中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
在图4所示的开关电源装置中，反馈信号是从光电晶体管20b通过信号电平校验器电路15，并在经过对信号电平如上所述的反相之后的增加或减小之后，馈入IC 38的FB端T2。相反，在图11所示的开关电源装置中，反馈信号是从光电晶体管20b通过电阻器34和电流调整器电路60馈入IC 38的FB端T2。此外，在本实施例中，出于以下的原因可以省略启动校正器电路。
电流校正器电路60可以吸收来自IC 38的FB端T2正比于在光电晶体管20b和电阻器34之间节点的电压的电流。因此，当开关电源装置的输出电压为例如高于预定数值时，输出电压检测器电路9就增加在光电晶体管20b和电阻器34之间节点的电压，并且电流调整器电路60就以对应于增加电压的方式来增加它能吸收来自IC 38的FB端T2的电流。这就使得在FB端T2的电压下降。
随着该电压的下降，在IC 38中所提供的PWM逻辑电路105(见图6)通过IC38的输出端T5向主开关器件5馈入高电平周期短的驱动信号。这使得变压器3的次级线圈6通过二极管7所提供的电流下降，于是就控制输出电压能下降。
另一方面，当开关电源装置的输出电压为例如低于预定值时，输出电压检测器电路9就降低在光电晶体管20b和电阻器34之间节点的电压，并且电流调整器电路60就以对应于降低电压的方式来减少它能吸收来自IC 38的FB端T2的电流。这就使得在FB端T2的电压增加。
随着该电压的增加，在IC 38中所提供的PWM逻辑电路105(见图6)通过IC38的输出端T5向主开关器件5馈入高电平周期长的驱动信号。这使得变压器3的次级线圈6通过二极管7所提供的电流增加，于是就控制输出电压能增加。
图11所示开关电源装置获得脉冲选通开关控制的原理是相同于图4所示开关电源装置获得脉冲选通开关控制的原理。
本实施例的开关电源装置，在启动时，以采用FA 5511(IC 38)的共同电路(见图5)的相同方式启动。这就有可能省略上述所讨论的启动校正器电路。
特别是，在图7所示的时间点t1，电容器33的充电电压为零，在光电晶体管20b和电阻器34之间节点上的电压也为零，以及电流校正器电路60不吸收来自IC 38的FB端T2的电流。因此，在FB端T2的电压的电平相同于5V电压调整器103(见图6)输出电压的电平。
此后，开关电源装置的输出电压和电容器33的充电电压增加，并且，在时点t3，开关电源装置的输出电压达到接近于由电阻器23和24所设置的预定电压，电流流过光电晶体管20b。这就使得在光电晶体管20b和电阻器34之间节点的电压增加，以及在IC 38的FB端T2的电压开始减小。现在，就开始了用于输出稳状电压的控制。在直至时间点t3的周期中，IC 38输出端T5输出驱动信号的占空比是由CS端T8的电压电平所控制的。
上述所讨论的操作相同于采用FA 5511的共同电路在启动时所执行的操作，类似于结合图4所示的开关电源装置的讨论。图11所示的开关电源装置并不需要启动校正电路。
正如以上所讨论的，图11所示的开关电源装置并不需要启动校正电路，因此它具有简单的电路结构。然而，在开关电源装置中，正如以下将结合第八实施例所讨论的，诸如在电流校正器电路60中所使用的半导体器件的各个元件的特性都会随温度而变化。更不利的是，这在从脉冲选通开关变化到正常连续开关中进行开关时和在从正常连续开关变化到脉冲选通开关中进行开关时会使负载电流的目标值发生变化。因此，图11所示开关电源装置适用于允许负载电流目标值变化的应用。
在本实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15a通过重复开启和关闭CS端控制器电路37而获得脉冲选通开关控制。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5停止开关操作的同时，也停止向IC 38的主要元件，即，OSC 106，PWM逻辑电路105，FB端T2以及输出缓冲器101，提供工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，于是有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，当开关电源装置启动时，电流调整器电路60工作，使得调整在IC 38的FB端T2的电流。于是，PWM控制IC使得主开关器件执行具有大的导通状态占空比的开关操作。这有助于减小启动的时间。
此外，开关控制器电路(IC 38)可以与主开关器件5相分离，并因此，与主开关器件和开关控制器电路和其它元件集成在单个封装中(在单个晶片上)的情况相比较，就有可能采用具有低导通状态电阻的主开关器件。这有助于防止在重负载操作中的功率转换效率的下降。
第八实施例图12是本发明第八实施例的开关电源装置的电路图。在图12中，与图10和图11中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
在图12中，电流调整器电路60包括晶体管70和电阻器72。晶体管70的集电极连接着IC 38的FB端T2，基极连接着在电阻器34和电阻器71之间的节点，而发射极通过电阻器72连接着负电源线2。
当开关电源装置执行正常连续开关操作时，在IC 38的FB端T2的电压Ef可粗略的由下列公式(4)来确定。
Ef＝Er-(Ea-Vb)×Re/Rc-Vf(4)在公式(4)中，Er表示在IC 38(即，FA 5511)内所提供的5V电压调整器103(见图6)的输出电压，Ea表示在电阻器71和电阻器34之间节点的电压，Vb表示在晶体管70的基极和发射极之间的正向电压，Re表示在IC 38内所提供的上拉电阻器108的电阻(见图6)，Rd表示电阻器72的电阻，以及Vf表示在IC 38内所提供的二极管107(见图6)的正向电压降。
从上述公式(4)中可以清楚的看到，电压Ef与晶体管70的基极和发射极之间的正向电压有关。一般来说，晶体管基极和发射极之间的正向电压时随温度而变化的。因此，即使在晶体管47基极电压是稳定的情况下，随着工作环境温度的变化，晶体管70的正向电压也变化，因此在IC 38的FB端T2的电压也会变化。
此外，当开关电源装置执行连续开关时，正如以上所讨论的，IC 38的FB端T2的电压电平根据开关电源装置的输出电压的变化而变化，使得输出电压被稳定。这意味着由于输出电压取决于负载的变化，所以通过根据负载电流的变化而改变FB端T2的电压电平来稳定输出电压。于是，在FB端T2的电压值表示开关电源装置的负载电流。
在开关电源装置中，正如以上所讨论的，在连续开关操作中，随着负载电流大大减小，晶体管47的基极电压增加，并且，当它变得高于晶体管48的基极电压(比较参考电压)时，晶体管53导通，以获得进入脉冲选通开关操作。于是，如果根据开关电源装置的工作环境温度改变在该开关的时间点上IC 38的FB端T2的电压，则将是非常不理想的，在该开关时间点上的负载电流也根据开关电源装置的工作环境温度而变化。
根据所连接开关电源装置的应用类型，该应用可以需要和参考值一样精确的数值，该参考值与它通过估计负载电流来确定是否执行开关有关。于是，在这类应用中，开关电源装置不是十分稳定。然而，在不需要这样精确的应用中，具有相当简单结构的开关电源装置是可以适用的。
顺便说下，在上述讨论的图4、图9和图10所示的电路中，取代所提供的电流调整器电路60，可以消除负载电流变化的原因。这使得有可能比较精确地估计在工作模式切换时的负载电流。然而，附加提供启动校正器电路35使得该电路结构稍微复杂些、在本实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过重复开启和关闭IC 38内所提供的CS端控制器电路37而获得脉冲选通开关控制，IC 38作为开关控制器工作，被提供了工作电源。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5停止开关操作的同时，也停止向IC 38的主要电路部分，即，OSC106，PWM逻辑电路105，FB端T2以及输出缓冲器101，提供工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，于是有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，当开关电源装置启动时，电流调整器电路60工作，以调整在IC 38的FB端T2上的电流。于是，PWM控制IC使得主开关器件能以大的导通状态占空比执行开关操作。这有助于减小启动时间。
此外，信号电平校验器电路15，电流调整器电路60，以及CS端控制器电路37能够以简单的电路结构来实现，并且开关控制器电路口可以采用IC 38，即，FA 5511来实现。这有助于减小电路板的尺寸，并从而减小开关电源装置的体积和成本。
此外，开关控制器电路(IC 38)可以与主开工器件5相分离，并因此，与主开关器件和开关控制器电路和其它元件集成在单个封装中(在单个晶片上)的情况相比较，就有可能采用具有低导通状态电阻的主开关器件。这有助于防止在重负载操作中的功率转换效率的下降。
第九实施例图13是本发明第九实施例的开关电源装置的电路图。在图13中，与图12中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
图13所示的电路不同于图12所示的电路，在该电路中，与晶体管70具有相同特性的晶体管77另外还与电阻器71串联连接。通过晶体管77的作用，图13所示的电路可以减轻特性随温度的变化。特别是，例如，当开关电源装置的工作环境温度上升时，在晶体管70的基射极之间的正向电压降低的同时，晶体管77基极和发射极之间的正向电压也降低。这使得晶体管70的基极电压降低，并从而抑制了IC 38的FB端T2的电压变化。
在本实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过重复开启和关闭IC 38内所提供的CS端控制器电路37而获得脉冲选通开关控制，IC 38作为开关控制器工作，被提供了工作电源。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5停止开关操作的同时，也停止提供IC 38的工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，于是有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，当开关电源装置启动时，电流调整器电路60工作，以调整在IC 38的FB端T2上的电流。于是，PWM控制IC使得主开关器件能以大的导通状态占空比执行开关操作。这有助于减小启动时间。
此外，信号电平校验器电路15，电流调整器电路60，以及CS端控制器电路37能够以简单的电路结构来实现，并且开关控制器电路口可以采用IC 38，即，FA 5511来实现。这有助于减小电路板的尺寸，并从而减小开关电源装置的体积和成本。
此外，开关控制器电路(IC 38)可以与主开工器件5相分离，并因此，与主开关器件和开关控制器电路和其它元件集成在单个封装中(在单个晶片上)的情况相比较，就有可能采用具有低导通状态电阻的主开关器件。这有助于防止在重负载操作中的功率转换效率的下降。
第十实施例图14是本发明第十实施例的开关电源装置的电路图。在图14中，与图11中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
图14所示的电路不同于图1 1所示的电路，在该电路中，电容器75还连接在IC 38的端T7和FB端T2之间。此外，在图14所示的电路中，主要用于输出稳定控制系统在连续开关状态中相位补偿的，由电阻器73和电容器74所构成的串联电路还连接在IC 38的FB端T2和负电源线2之间。
然而，所增加的电容器74和电阻器73，在脉冲选通流过操作中产生了以下不希望的现象。
当开关电源装置执行脉冲选通开关操作时，在停止开关操作的周期中，正如以上所讨论的，5V电压调整器103(见图6)的输出电压为零，于是，在IC 38的FB端T2上的电压就下降。因此，正如以上所讨论的，在开始开关操作的时间点上，5V电压调整器103的输出电压上升，于是，电流通过二极管107(见图6)和电阻器108(见图6)流入电容器74。因此，使得IC 38的FB端T2的电压达到OSC 106的输出电压的下限电压电平。这就延迟了开关操作的开始。
例如，在开关电源装置执行脉冲选通开关操作的同时，当在停止开关操作的周期中负载电流突然增加时，可以由信号电平校验器电路15检测反馈信号中的下降来检测在开关电源装置的输出电压中的下降。在这种情况下，即使5V电压调整器103(见图6)的输出电压很快上升，但在开始开关操作中上述所提及的延迟，十分不利，使得开关电源装置的输出电压在延迟过程中进一步下降。
也就是说，在脉冲选通开关操作中，当负载突然增加时，在脉冲选通开关操作控制系统的操作中的延迟会增加开关电源装置的输出电压下降量。因此，就希望能尽可能地增加脉冲选通开关控制系统的控制速度。
顺便说下，当5V电压调整器电路103(见图6)的输出上升时，通过电容器75向电容器74提供电流，这有可能消除脉冲选通开关控制系统的操作延迟。此外，通过使得电容器75的电容大于消除脉冲选通开关控制系统的操作延迟所需的值，就有可能获得与图10所示实施例中所获得的相同效果。
特别是，当电容器75得到如此高的电容时，在脉冲选通开关操作中，在开始开关操作的时间点，IC 38的FB端T2的电压就变得高于相应的反馈信号电平的数值，因此具有大的占空比的驱动信号通过IC 38的输出端T5馈入主开关器件5。于是，出于结合图10所示实施例所阐述的相同原因，图14所示开关电源装置有利于减小在脉冲选通开关操作中所承受的功率损失。
然而，与图10所示实施例的开关电源装置相比较，图14所示实施例的开关电源装置如何减小在脉冲选通开关操作中功率损失的方法可靠性较差，因为难以确定附加电容器75的电容。也就是说，在图14所示实施例的开关电源装置中，电容器75的附加影响了输出电压稳定控制系统的相位补偿，因此，该结构能够适用于采用附加电容器75以获得所需要相位补偿的情况。
顺便说下，电容器75的附加也可以适用于图4，16和19所示实施例的开关电源装置中附加电容器74和电阻器73的情况。
在本实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过重复开启和关闭IC 38内所提供的CS端控制器电路37而获得脉冲选通开关控制，IC 38作为开关控制器工作，被提供了工作电源。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5停止开关操作的同时，也停止向IC 38的主要元件，即，OSC 106，PWM逻辑电路105，FB端T2以及输出缓冲器101，提供工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，于是有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，当开关电源装置启动时，电流调整器电路60工作，以调整在IC 38的FB端T2上的电流。于是，PWM控制IC使得主开关器件能以大的导通状态占空比执行开关操作。这有助于减小启动时间。
此外，开关控制器电路(IC 38)可以与主开工器件5相分离，并因此，与主开关器件和开关控制器电路和其它元件集成在单个封装中(在单个晶片上)的情况相比较，就有可能采用具有低导通状态电阻的主开关器件。这有助于防止在重负载操作中的功率转换效率的下降。
第十一实施例图15是本发明第十一实施例的开关电源装置的电路图。在图15中，与图14中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
图15所示的开关电源装置不同于图14所示的开关电源装置，在该装置中，图14中由电容器74和电阻器73所组成的相位补偿电路，被图15中的两个串联电路所取代，具体说，电容器75和电阻器76组成的一个电路和电容器78和电阻器79组成的另一个电路，正如图15所示。通过以下公式(5)和(6)可以得到这些电容器75和78以及电阻器76和79的电容和电阻，这就有可能完全消除在脉冲选通开关操作中相位补偿电路的效应以及实现在连续开关操作中的所希望的相位补偿。
Ca×Rm＝Cb×Rn(5)Ed＝Er×Ca/(Ca+Cb)(6)在上述公式(5)和(6)中，Ca表示电容器75的电容，Cb表示电容器78的电容，Rm表示电阻器76的电阻，Rn表示电阻器79的电阻，Er表示5V电压调整器103(见图6)的输出电压，以及Ed表示在Ic 38的FB端T2所产生的电压降(电压的变化)。
更特别的是，Eb表示在脉冲选通开关操作中5V电压调整器103停止了它的输出时在IC 38的FB端T2上所产生的电压降(电压的变化)。例如，在图15所示实施例的开关电源装置中，在5V电压调整器103停止它的输出之前的瞬时，电流调整器电路60吸收了来自FB端T2的电流，该电流与光电晶体管20b所馈入的反馈信号的信号电平相当，于是，FB端T2的电压就保持在与所吸收电流相当的电压电平上。然而，只要5V电压调整器103停止它的输出，在FB端T2上的电压就降至零。Ed表示该电压的差值(电压降)。
在公式(6)中，如果使右边的值大于Ed，则在脉冲选通开关操作中，在开始开关操作的时间点，在FB端T2上的电压就变得高于对应于反馈信号电平的值，于是，具有大的占空比的驱动信号就通过IC 38的输出端T5馈入主开关器件5。于是，出于结合图10所示实施例所阐述的相同原因，图15所示开关电源装置有利于减小在脉冲选通开关操作中所承受的功率损失。
此外，在图15所示实施例的开关电源装置中，通过以下公式(7)和(8)来设置电容器的电容和电阻器的电阻，就有可能在连续开关操作中，获得与仅仅采用电容器74和电阻器73构成的串联电路(见图14)所获得相位补偿时的相同相位补偿特性。
Ca×Rm＝Cb×Rn＝Cd×Rt (7)Cd＝Ca+Cb(8)在上述公式(7)和(8)中，Ca表示电容器75的电容，Cb表示电容器78的电容，Cd表示电容器74的电容(见图14)，Rm表示电阻器76的电阻，Rn表示电阻器79的电阻，以及Rt表示电阻器73的电阻。
在该实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过重复开启和关闭在IC 38中所提供的CS端控制器电路37来获得脉冲选通开关控制，其中IC 38被提供了工作电源，用作开关控制器。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5的开关操作已经停止的同时，也停止了向IC 38提供工作电源。这有助于减小在开关操作停止时所承受的功率损失，以及有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，当开关电源装置启动时，电流调整器电路60工作，使得调整在IC 38的FB端T2的电流。于是，PWM控制IC使得主开关器件执行具有大的导通状态占空比的开关操作。这有助于减小启动的时间。
此外，开关控制器电路(IC 38)可以与主开关器件5相分离，并因此，与主开关器件和开关控制器电路和其它元件集成在单个封装中(在单个晶片上)的情况相比较，就有可能采用具有低导通状态电阻的主开关器件。这有助于防止在重负载操作中的功率转换效率的下降。
第十二实施例图16是本发明第十二实施例的开关电源装置的电路图。在图16中，与图4中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
在图16所示实施例的开关电源装置中，省略了在图4中所使用的辅助控制电源，并且取而代之采用二极管31来整流在变压器3的辅助线圈32中感应的电压而产生的直流电流作为控制电路的电源使用，并因而是直接馈入电容器46。
当图16所示的开关电源装置开始启动时，正如以上所讨论的，通过启动电阻器29所提供的启动电流过信号电平校验器电路15，并且它流过的时间长度需要满足使得电容器46的充电电压能达到IC 38，即，FA 5511，的工作启动电压。这里，为了避免这点，另外再提供启动开关器电路18。
光电晶体管20b的输出电流(反馈信号)通过二极管80馈入信号电平校验器电路15，并且启动开关器电路81和启动校正器电路82通过监视在光电晶体管20b和二极管80之间节点上的电压来确认是否存在反馈信号。
由信号电平校验器电路15所消耗的电流(该消耗电流包括由比较参考电源所消耗的电流)通过连线84从电容器46的正端馈入，并且再通过启动开关器电路81中所提供的开关经过连线83返回到电容器46的负端。另一方面，通过光电晶体管20b的电流从电容器46的正端馈入，并且再通过二极管80，电流检测电阻器34，和在启动开关器电路81中所提供的开关返回到电容器46的负端。
当开关电源装置开始启动时，启动开关器电路81的内部开关和启动校正器电路82中的内部开关都关闭，并且开关电源装置的输出电压低于预定的目标电压。于是，信号电平校验器电路15(包括其中所提供的比较参考电源)和光电晶体管20b没有消耗任何电流。因此，由于通过启动电阻器29的启动电流，电容器46的充电电压加快上升并且达到IC 38(即，FA 5511)的工作开始电压电平。这里，电容器46充电电压上升所需的时间大约与采用FF 5511的普通结构所需的时间一样短。
接着，将参照图17所示的信号波形图来讨论开关电源装置的启动工作。
在图17(a)所示的时间点A0，直流电压施加在正和负电源线1和2之间，由于通过启动电阻器29所提供的充电电流，使得电容器46的电压降213渐渐增加。在时间点A1，电容器46的电压降213达到IC 38(即，FA 5511)预定的工作开始电压，在IC 38内部的内部供电线104的电压上升，于是，OSC 106，PWM逻辑电路105以及输出缓冲器101开始工作。
于是，OSC 106将具有恒定上限和下限以及恒定周期的振荡信号214馈入PWM逻辑电路105，因此，在IC 38的CS端T8上的电压216就渐渐增加。
此外，在时间点A1，正如以上所讨论的，启动开关81是截止的，因此，信号电平校验器电路15没被提供工作电流。于是，信号电平校验器电路15的输出电流为零。此外，启动校正器电路82的开关是截止的，于是，在IC 38的FB端T2上的电压215等于由IC 38内所提供的二极管107(见图6)，电阻器108(见图6)，和电阻器39a(见图16)构成的电压分压所产生的分压电压。这里，电阻器39a的电阻可设置成该分压电压具有大约与OSC 106的振荡信号214的上限电压电平的相同电平。
正如以上所讨论的，无论IC 38的CS端T8上的电压216和FB端T2上的电压215是低于还是高于OSC 106的振荡信号214的电压电平，PWM逻辑电路105都通过输出端T5输出高电平的电压。
因此，正如图17(c)所示，在时间点A0到时间点A2的周期期间中，在IC38的CS端T8上的电压216的电平低于OSC 106的振荡信号214的电压电平的周期中，在IC 38的输出端T5的电压217保持低。在时间点A2，当IC 38的CS端T8上的电压216的电平瞬间超过OSC 106的振荡信号214的电压电平时，则在IC 38的输出端T5的电压217变成高，并且在相对应的周期中保持高，使得主开关器件5导通。
当主开关器件5以这样的方式导通时，在输出线25和26之间的电压就会稍微增加，并且，在直至时间点A3的周期中，随着IC 38的CS端T8上的电压216的增加，通过IC 38的输出端T5输出的驱动信号217的占空比继续增加。这就使得开关电源装置的输出电压能够快速增加。
在时间点A3，当开关电源装置的输出电压达到接近预定目标电压(即，当从电阻器23和24输出电压的电压分压中得到的电压达到近似等于在分流调整器22中的比较参考电压的电平时)时，电流就流过分流调整器22和光电二极管20a，并且在光电晶体管20b和二极管80之间节点上的电压增加。一当检测到在该电压中的增加，启动开关器电路81使得它的内部开关导通，以允许电流能流过信号电平校验器电路15和电阻器34。这就使得相关的电路开始工作。
另一方面，由于变压器3的辅助线圈32通过二极管31提供电流，电容器46的充电电压在时间点A3之前的瞬间开始增加，这时开关电源装置的输出电压达到预定的目标电压。在时间点A3，电容器46的充电电压已经达到由开关电源装置的预定目标输出电压和变压器3的辅助线圈32与次级线圈6之间的绕组比所确定的数值。于是，流过信号电平校验器电路15和电阻器34的电流可防止IC 38的工作电压跌落至低于预定的最小工作电压，从而防止它的故障。
在时间点A3，启动校正器电路82使得它的内部开关导通，像启动开关器电路81一样工作，并且电阻器39b与电阻器39a并联连接。现在，正如以下将要讨论的，在IC 38的FB端T2上的电压215开始执行稳定状态的工作。应该注意的是，图17只是说明了开关电源装置在重负载状态中启动的例子，并包括已经讨论过的图8所示的例子。
当流过光电晶体管20b的电流值小于在信号电平校验器电路15中所设置的预定值时，信号电平校验器电路15向FB端T2提供电流，相反，当流过光电晶体管20b的电流数值大于在信号电平校验器电路15中所设置的预定数值时，信号电平校验器电路15向CS端控制器电路37馈入电流，使得CS端控制器电路37的内部开关导通，并且停止向IC 38的主要电路部分，即，OSC 106，PWM逻辑电路105，FB端T2和输出缓冲器101，提供工作电源。
顺便说下，信号电平校验器电路15并没有同时向FB端T2和CS端控制器电路37提供电流。
此外，在信号电平校验器电路15向IC 38的FB端T2提供电流时，信号电平校验器电路15的功能是当流过光电晶体管20b的电流值增加时减小所提供的电流而当流过光电晶体管20b的电流值减小时增加所提供的电流。该功能允许开关电源装置的输出电压能够稳定在预定目标的值上。
顺便说下，在开关电源装置启动时和在开关电源装置在稳定状态工作时之间，启动校正器电路82切换在FB端T2和负电源线2之间的电阻。这就确保开关电源装置能够可靠的工作。
特别是，当开关电源装置开始启动时，信号电平校验器电路15并没有工作，于是，信号电平校验器电路15就不能提供任何电流。因此，电阻器39a呈现出高电阻，使得由IC 38(即FA 5511)中所提供的二极管107，电阻器108(见图6)，以及电阻器39a(见图16)电压分压所得到的电压接近于OSC 106的振荡信号214的上限。如果不是这样的情况，即使在IC 38的CS端T8上的电压电平216增加，在FB端上的电压电平215仍能保持低于OSC 106的振荡信号的下限，并且PWM逻辑电路105(见图6)并没有通过输出端T5输出高电平信号。这就使得开关电源装置的输出电压不可能上升。
另一方面，在稳定状态工作中，如果在FB端T2和负电源线2之间的电阻保持为高，例如，当开关电源装置的输出电压随着开关电源装置进入无负载状态下工作而增加时，正如采用以上所讨论的方式来稳定输出电压，即使信号电平校验器电路15停止提供电流时，但由于来自5V电压调整器103(见图6)的输出线104通过二极管107和电阻器108所提供的电流，在FB端T2的电压也不会跌落至低于OSC 106的振荡信号的下限电压。非常不方便的是，这使得开关电源装置的输出电压不可能下降。
为了能克服这一不方便，当开关电源装置启动时，在时间点A3，启动校正器电路82减小在FB端T2和负电源线2之间的电阻。在时间点A3之后，启动开关器电路81和启动校正器电路82的内部开关都保持导通，于是，在轻负载的操作中，开关电源装置就执行脉冲选通开关操作，其原理相同于结合图4所示实施例所讨论的原理。这有助于减小在轻负载操作中的功率损失。
图16所示实施例的开关电源装置允许省略在图4所示的开关电源装置使用电容器33和二极管30，但取而代之需要附加启动开关器电路81。在该实施例中，启动开关器电路81可以容易地包括在IC中，但在IC中不能包括电容器33。于是，该实施例适用于生产包含FA 5511的新的IC或者带有与CS端控制器电路，信号电平校验器电路，启动开关器电路，启动校正器电路以及其它附加电路一起的等效IC。
该实施例比图4所示实施例更易受到二极管80的正向电压的温度相关漂移的影响，在进行脉冲选通开关和连续开关之间的切换过程中，会产生负载电流目标值的小程度温度相关漂移的缺点。因此，在需要严格消除温度相关漂移效应的应用中，采用图4所示实施例是明智的，而在不需要如此严格要求的应用中，采用本实施例的电路就可以满足。
在本实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过重复开启和关闭IC 38内所提供的CS端控制器电路37而获得脉冲选通开关控制，IC 38作为开关控制器工作，被提供了工作电源。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5停止开关操作的同时，也停止向IC 38的主要电路元件，即，OSC106，PWM逻辑电路105，FB端T2以及输出缓冲器101，提供工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，于是，有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，启动校正器电路35工作，使得第二电阻器39b与第一电阻器39a并联连接，以减小在IC 38的FB端T2和负电源线2之间的电阻。这就明显降低了在FB端T2的电位，于是IC 38可以使主开关器件5快速地进行开关操作。这有助于减小启动时间。
此外，通过启动开关器电路81的工作，当开关电源装置开始启动时，通过启动电阻器29所提供的启动电流可以防止流入信号电平校验器电路15，并因此而加长了电容器46的充电电压达到IC 38(即，FA 5511)的工作启动电压所需的时间。
第十三实施例图18是本发明第十三实施例的开关电源装置的电路图。在图18中，与图9和图16中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
在图18中，信号电平校验器电路15是由电阻器49，50和51以及晶体管47和48构成的。CS端控制器电路37是由电阻器52和晶体管53构成的。启动开关器电路81是由电阻器85和晶体管84构成的。启动校正器电路82是由的电阻器87和39b以及晶体管86构成的。
正如上述所讨论的图17所示，当开关电源装置开始启动时，在时间点A3，电流开始流入光电晶体管20b，并且在光电晶体管20b的发射极和二极管80之间节点上的电压增加。该电压通过电阻器85馈入晶体管80的基极以及通过电阻器87馈入晶体管86的基极，并且使晶体管84和86导通。由于晶体管84的导通，电流流过电阻器34以及由电阻器50和51所构成的串联电路，且该基极电流开始流过晶体管47。于是，信号电平校验器电路15开始工作。
正如以上所讨论的，在至时间点A3的周期中，没有电流流过信号电平校验器电路15。这可以防止加长电容器46的充电电压达到IC 38(即，FA 5511)的工作启动电压所需时间。
此外，由于晶体管86导通的结果，电阻器39b附加在IC 38的FB端T2和负电源线2之间。这确保开关电源装置在稳定状态工作中能执行可靠的输出电压稳定控制。
顺便说下，在至时间点A3的周期中，二极管80防止晶体管47，84和86的基极电流沿着下列路径流动，该路径包括，沿着从电容器46的正端，至电阻器49，至晶体管47的发射极，至晶体管47的基极，至电阻器85，至晶体管84的基极，至晶体管84的发射极，至负电源线2，以及至电容器46的负端的路径，或者沿着从电容器46的正端，至电阻器49，至晶体管47的发射极，至晶体管47的基极，至电阻器87，至晶体管86的基极，至晶体管86的发射极，至负电源线2，以及至电容器46的负端的路径。于是，该周期，防止了晶体管47，84和86的导通，从而可防止信号电平校验器电路15的工作和防止电阻器39a连接在IC 38的FB端T2和负电源线2之间。
在本实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过重复开启和关闭IC 38内所提供的CS端控制器电路37而获得脉冲选通开关控制，IC 38作为开关控制器工作，被提供了工作电源。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5停止开关操作的同时，也停止向IC 38的主要电路部分，即，OSC106，PWM逻辑电路105，FB端T2以及输出缓冲器101，提供工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，于是，有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，启动校正电路82的操作，使当开关电源装置从启动操作过渡到稳态操作时，第二电阻39b与第一电阻39a并联连接，以减少IC 38的FB终端T2和负电源线2之间的电阻。这样降低了在FB终端T2的电位，于是，这确保了开关电源装置在稳定状态工作时能执行可靠的输出电压稳定控制。
此外，通过启动开关电路81的操作，当开关电源装置开始启动时，防止通过启动电阻29所提供的启动电流流过信号电平校验器电路15，并且因此延长了电容器46的充电电压达到IC 38(即，FA 5111)的操作开始电压所需的时间。
此外，信号电平校验器电路15，启动开关电路81，启动校正电路82，和CS终端控制器电路37可以采用简单的电路结构来实现，并且开关控制器电路可以采用IC 38，(即，FA 5511)实现。这样有助于减少电路板的尺寸，从而减少开关电源装置的体积和成本。
此外，开关控制器电路(IC 38)可以与主开关器件5相分离，并因此，与主开关器件和开关控制器电路和其它元件集成在单个封装中(在单个晶片上)的情况相比较，就有可能采用具有低导通状态电阻的主开关器件。这有助于防止在重负载操作中的功率转换效率的下降。
第十四实施例图19是本发明中第十四实施例开关电源装置的电路图。在图19中，与图16中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
图19所示的开关电源装置不同于图16所示的开关电源装置，在该装置中，省略了图16所示的启动开关器电路81，并且取而代之将信号电平校验器电路15消耗电流的反馈线83连接到启动校正器电路82。在开关电源装置中的相关位置上观察到该装置从它的启动直至稳定状态工作的周期中的电压波形相同于图16所示开关电源装置的电压波形，并且因而在以下的讨论只是研究在操作中的差异。
在图17中，在时间点A3，当启动校正器电路82的内部开关导通时，信号电平校验器电路15的工作电流和流过电阻器34的电流流过启动校正器电路82的内部开关，于是，信号电平校验器电路15开始工作。此外，由于启动校正器电路82的内部开关导通，正如以上所讨论的，电阻器39b连接在IC 38的FB端T2和负电源线2之间。
在从时间点A0至时间点A3的周期中，二极管88可防止电流沿着下列路径流动，该路径从电容器46的正端，至信号电平校验器电路15的工作电流供给线89，至信号电平校验器电路15，至电阻器34，至电阻器39b，至电阻器39a，至负电源线2，至电容器46。于是，在该周期中，二极管88防止信号电平校验器电路15工作。
本实施例的开关电源装置具有比图16所示实施例的开关电源装置更简单的电路结构。然而，不利的是，本实施例的开关电源装置更易受二极管88正向电压降的温度相关漂移的影响，另外，在执行脉冲选通开关和连续开关之间开关的负载电流目标值增加了温度相关的漂移。于是，该结构适用于温度漂移的效应可以忽略的应用。
在该实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过开启和关闭在IC 38中所提供的CS端控制器电路37来获得脉冲选通开关控制，其中IC 38被提供了工作电源，用作开关控制器。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5的开关操作已经停止的同时，也停止了向IC 38提供工作电源。这有助于减小在开关操作停止时所承受的功率损失，以及有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，启动校正电路82的操作，使当开关电源装置从启动操作过渡到稳态操作时，第二电阻39b与第一电阻39a并联连接，以减少IC 38的FB终端T2和负电源线2之间的电阻。这样降低了在FB终端T2的电位，于是，这确保了开关电源装置在稳定状态工作时能执行可靠的输出电压稳定控制。
此外，开关控制器电路(IC 38)可以与主开关器件5相分离，并因此，与主开关器件和开关控制器电路和其它元件集成在单个封装中(在单个晶片上)的情况相比较，就有可能采用具有低导通状态电阻的主开关器件。这有助于防止在重负载操作中的功率转换效率的下降。
第十五实施例图20是本发明中第十五实施例开关电源装置的电路图。在图20中，与图18中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
正如图7所示，在开关电源装置的启动开始时，在时间点A3，当电流开始流过光电晶体管20b且在光电晶体管20b发射极和二极管80之间节点的电压增加时，该电压通过基极电阻器87使得晶体管86导通。由于晶体管86的导通，电流流过电阻器34和流过由电阻器50和51构成的串联电路。这使得基极电流流过晶体管47，并因此信号电平校验器电路15开始工作。
在直至时间点A3的周期中，没有电流流过信号电平校验器电路15。这可以防止加长电容器46充电电压达到IC 38(即，FA 5511)的工作开始电压所需的时间。此外，由于晶体管86的导通，二极管88和电阻器39b构成的串联电路附加在IC 38的FB端T2和负电源线2之间。这就确保了开关电源装置在稳定状态工作中能执行可靠的输出电压稳定控制。
顺便说下，在至时间点A3的周期中，二极管80防止晶体管47和86的基极电流沿着下列路径流动，该路径包括，沿着从电容器46的正端，至电阻器49，至晶体管47的发射极，至晶体管47的基极，至电阻器87，至晶体管86的基极，至晶体管86的发射极，至负电源线2，以及至电容器46的负端的路径。于是，在该周期中，二极管80防止了晶体管47和86的导通，从而可防止信号电平校验器电路15的工作和防止电阻器39a通过二极管88连接在IC 38的FB端T2和负电源线2之间。
另一方面，在从时间点A0至时间点A3的周期中，二极管88可防止电流沿着下列路径流动，该路径从电容器46的正端，至电阻器49，至晶体管47的发射极，至晶体管47的基极，至电阻器34，至电阻器39b，至电阻器39a，以及至电容器46负端。于是，在该周期中，二极管88可防止信号电平校验器电路15工作。
在该实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过重复开启和关闭在IC 38中所提供的CS端控制器电路37来获得脉冲选通开关控制，其中IC 38被提供子工作电源，用作开关控制器。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5的开关操作已经停止的同时，也停止向IC 38的主要电路部分，即，OSC 106，PWM逻辑电路105，FB端T2以及输出缓冲器101，提供工作电源。这有助于减小在开关操作停止时所承受的功率损失，以及有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，启动校正电路82的操作，使当开关电源装置从启动操作过渡到稳态操作时，第二电阻39b与第一电阻39a并联连接，以减少IC 38的FB终端T2和负电源线2之间的电阻。这样降低了在FB终端T2的电位，于是，这确保了开关电源装置在稳定状态工作时能执行可靠的输出电压稳定控制。
此外，信号电平校验器电路15，启动校正电路82，和CS终端控制器电路37可以采用简单的电路结构来实现，并且开关控制器电路可以采用IC 38，(即，FA 5511)实现。这样有助于减少电路板的尺寸，从而减少开关电源装置的体积和成本。
此外，开关控制器电路(IC 38)可以与主开关器件5相分离，并因此，与主开关器件和开关控制器电路和其它元件集成在单个封装中(在单个晶片上)的情况相比较，就有可能采用具有低导通状态电阻的主开关器件。这有助于防止在重负载操作中的功率转换效率的下降。
第十六实施例图21是本发明中第十六实施例开关电源装置的电路图。在图21中，与图10，16，18和19中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。
在图16，18，19和20所示的开关电源装置中，在脉冲选通开关操作中，停止开关操作的周期和执行开关操作的周期，正如以上所讨论的，都取决于输出电压控制系统所执行的控制中的延迟。相反，在本实施例的图21所示的开关电源装置中，类似于图10所示的开关电源装置，在信号电平校验器电路15a中所提供的比较参考电压是在停止开关操作的周期和执行开关操作的周期之间变化的，使得根据如何设置这一变化的宽度，可以延长和调整停止开关操作的周期和执行开关操作的周期。
特别是，在该实施例中，为了获得对应于在结合图18和20上述讨论的比较参考电源的功率，在串联连接的电阻器50和51所构成的电压分压电路中，低电位一边的电阻器51分成电阻器51a和51b。在电阻器51a和51b之间的节点通过二极管59连接到在CS端控制器电路37中所提供的晶体管53的集电极，晶体管53的集电极通过二极管90连接到IC 38的CS端T8。
如果没有提供二极管90(即，如果晶体管53的集电极和二极管59的阴极直接与IC 38的CS端T8相连接，其中没有连接二极管90)，当开关电源装置开始启动时，在启动开关器电路81和启动校正器电路82的内部开关都是关闭的周期中，高电平电压从电容器46的正端通过电阻器50和51和二极管59施加到IC 38的CS端T8。这关闭了IC 38通过它的输出端T5的输出，于是使得开关电源装置不可能启动。该问题可以通过提供二极管90来克服。
在本实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过重复开启和关闭IC 38内所提供的CS端控制器电路37而获得脉冲选通开关控制，IC 38作为开关控制器工作，被提供了工作电源。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5停止开关操作的同时，也停止向IC 38的主要电路部分，即，OSC106，PWM逻辑电路105，FB端T2以及输出缓冲器101，提供工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，于是，有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，启动校正电路82的操作，使当开关电源装置从启动操作过渡到稳态操作时，第二电阻39b与第一电阻39a并联连接，以减少IC 38的FB终端T2和负电源线2之间的电阻。这样降低了在FB终端T2的电位，于是，这确保了开关电源装置在稳定状态工作时能执行可靠的输出电压稳定控制。
此外，通过启动开关电路81的操作，当开关电源装置开始启动，防止通过启动电阻29所提供的启动电流流过信号电平校验器电路15，并且因此延长了电容器46的充电电压达到IC 38(即，FA 5111)的工作开始电压所需的时间。
此外，电平校验器电路，启动开关电路81，启动校正电路82，和CS终端控制器电路37可以采用简单的电路结构来实现，并且开关控制器电路可以采用IC 38，(即，FA 5511)实现。这样有助于减少电路板的尺寸，从而减少开关电源装置的体积和成本。
此外，开关控制器电路(IC 38)可以与主开关器件5相分离，并因此，与主开关器件和开关控制器电路和其它元件集成在单个封装中(在单个晶片上)的情况相比较，就有可能采用具有低导通电阻状态的主开关器件。这有助于防止在重负载操作中的功率转换效率的下降。
第十七实施例图22是本发明中第十七实施例开关电源装置的电路图。在图22中，与图1 1和16中相似的这类电路元件都采用相同的参考号来标识，并且不再重复对它们的解释。图22所示实施例的开关电源装置忽略了图16所示的启动校正器电路82，且附加提供以图11所示的电流调整器电路60作为替代。
在图22所示实施例的开关电源装置中，反馈信号从光电晶体管20b通过二极管80，电阻器34，以及电流调整器电路60馈入IC 38的FB端T2。电流调整器电路60来自吸收IC 38的FB端T2的电流，该电流正比于在二极管80和电阻器34之间节点的电压。
因此，当开关电源装置的输出电压例如高于预定值时，输出电压检测器电路9增加在二极管80和电阻器34之间节点上的电压，并且电流调整器电路60以对应于电压增加的方式来增加从IC 38的FB端T2所吸收的电流。这就使得FB端T2的电压减小。
随着该电压的减小，在IC 38中所提供的PWM逻辑电路105(见图6)通过IC 38的输出端T5将高电平周期缩短的驱动信号馈入主开关器件5。这使得变压器3的次级线圈6通过二极管7所提供的电流能减小，并因此能控制的输出电压的减小。
另一方面，当开关电源装置的输出电压例如低于预定电压时，输出电压检测器电路9减小在二极管80和电阻器34之间节点的电压，电流调整器电路60以对应于电压减小的方式减小从IC 38的FB端T2吸收的电流，这就使得在FB端T2的电压增加。
随着该电压的增加，在IC 38中所提供的PWM逻辑电路105(见图6)通过IC 38的输出端T5将具有高电平周期长的驱动信号馈入主开关器件5。这使得变压器3的次级线圈6通过二极管7所提供的电流增加，从而所控制的输出电压增加。
当开关电源装置开始启动时，正如以上所讨论的，通过启动电阻器29提供的启动电流流过信号电平校验器电路15，并且这加长了电容器46充电电压达到IC 38(即，FA 5511)的工作开始电压所需的时间。为了能防止这一现象，本文另外提供的启动开关器电路81。
光电晶体管20b的输出电流(反馈信号)通过二极管80馈入信号电平校验器电路15，并且启动开关器电路81通过监视在光电晶体管20b和二极管80之间节点的电压来确定是否存在反馈信号。
信号电平校验器电路15所消耗的电流(包括比较参考电源所消耗的电流)从电容器46的正端通过连线84馈出，并通过连线83和在启动开关器电路81中所提供的开关返回到电容器46的负端。另一方面，通过光电晶体管20b的电流从电容器46的正端馈出，并且通过二极管80，电流检测电阻器34，和在启动开关器电路81中所提供的开关返回到电容器46的负端。
当开关电源装置开始启动时，启动开关器电路81的内部开关是关闭的，并且开关电源装置的输出电压低于预定的目标电压。于是，信号电平校验器电路1 5(包括其中所提供的比较参考电源)或光电晶体管20b没有消耗任何电流。因此，由于通过启动电阻器29的启动电流，电容器46的充电电压加快上升并且达到IC 38(即，FA 5511)的工作开始电压电平。
在本实施例的开关电源装置中，信号电平校验器电路15通过重复开启和关闭IC 38内所提供的CS端控制器电路37而获得脉冲选通开关控制，IC 38作为开关控制器工作，被提供了工作电源。此外，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5停止开关操作的同时，也停止向IC 38的主要电路部分，即，OSC106，PWM逻辑电路105，FB端T2以及输出缓冲器101，提供工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，于是，有助于减小装置整体的功率消耗。
此外，当开关电源装置启动时，电流调整器电路60工作，以调整在IC 38的FB端T2的电流。于是，PWM控制IC使得主开关器件以大的导通状态的占空比来执行开关操作。这有助于减小启动时间。
此外，通过启动开关器电路81的操作，当开关电源装置开始启动时，通过启动电阻器29所提供的启动电流被防止流入信号电平校验器电路15，并从而加长了电容器46充电电压达到IC 38(即，FA 5511)的工作开始电压所需时间。
在本文所讨论的实施例中，Fuji电子公司的所生产的FA 5511可以作为开关控制器使用。然而，也有可能使用任何具有等效功能的其它IC来实现较为简单的电路结构。
在背景技术中所提及的日本专利申请未公开No.H10-304658中所披露的开关电源装置中，启动电路需要采用耐高电压的控制器件来关闭通过对商业化输电的交流电源进行整流和平滑所获得电压(在FET作为主开关器件的漏极)。不利的是，这就增加了开关电源装置的成本。为了能克服这一缺点，启动电路采用了主开关器件与包括控制器件的其它元件一起封装在单个封装中的结构。然而，采用当前的技术，还不可能与这样的其它元件在同一封装中制成具有低通态电阻的主开关器件。这就会降低开关电源装置在重负载状态中工作的功率转换效率。
为了解决这一问题，在下文中所讨论实施例的开关电源装置中，开关控制器与主开关器件相分离。这就有可能使用具有低通态电阻的主开关器件，从而获得高的功率转换效率。
正如以上所讨论的，根据本发明，开关电源装置采用输出直流电压和预定参考电压的比较结果作为反馈信号，并且根据反馈信号的信号电平，驱动主开关器件，来开启和关闭提供给驱动主开关器件的主开关器件驱动系统的工作电源。于是，在脉冲选通开关控制中，在主开关器件5停止开关操作的同时，也停止向主开关器件驱动系统提供工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损耗，于是，有助于减小装置整体的功率消耗。
根据本发明，开关电源装置包括将输出直流电压与预定参考电压相比较并输出比较结果作为反馈信号的输出电压检测器；根据来自输出电压检测器的反馈信号驱动和控制主开关器件的开关控制器；监视反馈信号的信号电平并根据监视的信号电平输出用于开启和关闭开关控制器的操作控制信号的信号电平校验器；以及根据来自信号电平校验器的操作控制信号利用开关控制器所提供的工作电源和用于开启和关闭开关控制器的操作1不操作开关器。于是，由于信号电平校验器重复开启和关闭通过开关控制器所提供工作电源的操作和不操作开关器就可以获得脉冲选通开关控制。此外，在脉冲选通开关控制中，在停止主开关器件的开关操作的同时，也停止向开关控制器提供工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，于是，有助于减小装置整体的功率消耗。
根据本发明，在开关电源装置中，反馈信号的信号电平与振荡信号预先产生的信号电平相比较，并根据比较的结果，确定馈入主开关器件的驱动信号的导通状态占空比，并且进行在脉冲选通开关控制和连续开关控制之间的切换。此外，在脉冲选通开关控制中，在停止主开关器件的开关操作的同时，也停止向驱动开关器件提供工作电源。于是，能够以高精度来进行在脉冲选通开关控制和连续开关控制之间的切换。此外，在脉冲选通开关控制中，在停止主开关器件的开关操作的同时，也停止向驱动主开关器件提供工作电源。这有助于减小在停止开关操作的同时所承受的功率损失，于是，有助于减小装置整体的功率消耗。
权利要求
1.一种具有串联电路的开关电源装置，它包括变压器的初级线圈和连接在正和负电源线之间的主开关器件，该正和负电源线又连接着直流电源，该开关电源装置输出通过采用整流器对由主开关器件进行开关操作在变压器的次级线圈感应的高频电压进行整流而获得的直流电压；其特征在于，开关电源装置使用在直流电压和预定参考电压之间的比较结果作为反馈信号，并驱动主开关器件，根据反馈信号的信号电平，来开启和关闭提供给驱动主开关器件的主开关器件驱动系统的工作电源。
2.一种具有串联电路的开关电源装置，它包括变压器的初级线圈和连接在正和负电源线之间的主开关器件，该正和负电源线又连接着直流电源，该开关电源装置输出通过采用整流器对由主开关器件进行开关操作在变压器的次级线圈感应的高频电压进行整流而获得的直流电压；其特征在于，开关电源装置还包括输出电压检测器，它将通过整流而获得的直流电压与预定参考电压相比较，并输出该比较的结果作为反馈信号；开关控制器，它根据由输出电压检测器所输出的反馈信号驱动和控制主开关器件；信号电平校验器，它监视反馈信号的信号电平并根据所监视的信号电平输出用于开启和关闭开关控制器的操作控制信号；以及，操作/不操作开关器，它被提供在线路中，通过该线路向开关控制器提供工作电源，并且根据信号电平校验器的操作控制信号来开启和关闭开关控制器；开关电源装置采用来自导通和关闭的开关控制器的驱动信号来驱动主开关器件使之输出所要求的电压。
3.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，输出电压检测器输出的反馈信号通过光电耦合器的光电二极管被传输到开关控制器，并且信号电平校验器通过流过光电耦合器的光电晶体管的电流电平与参考电流电平相比较来监视反馈信号的信号电平。
4.如权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，电流检测电阻器与光电耦合器的光电晶体管串联连接，并且信号电平校验器通过将电流检测电阻器上的电压降与电流电平校验参考电源相比较获得信号，并将该信号作为操作控制信号馈入开关控制器，使得开关控制器导通和关闭。
5.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，开关控制器的工作电源是用启动电源线提供的，通过启动电源线提供从正电源线通过启动电阻器所提供的启动电流；或者是用稳定工作电流供给线，提供变压器的辅助线圈中感应的并在多个二极管组成的串联电路整流之后的电压，信号电平校验器的工作电源是由从多个二极管之间节点上所提取的辅助控制电源提供的。
6.如权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，信号电平校验器和光电耦合器的光电晶体管的工作电源是由从多个二极管之间节点上所提取的辅助控制电源提供的，其中多个二极管组成在稳定工作电流供给线中所提供的串联电路，通过该供给线提供变压器辅助线圈感应的并在多个二极管整流之后的电压。
7.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，开关控制器可实现为PWM控制电路，它输出一脉冲信号作为驱动主开关器件的驱动信号，该脉冲信号是根据输出电压检测器所输出的反馈信号的电压电平进行脉冲宽度调制后的信号。
8.如权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于，作为PWM控制电路使用的是-PWM控制IC，该IC作为集成电路芯片来实现该芯片至少具有-FB端和-CS端，与反馈信号输入有关的电压输入到FB端而用于使能或禁用内部电路的电压输入到CS端。
9.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，当PWM控制IC作为开关控制器使用时，还另外提供了启动校正器，用于校正PWM控制IC的启动；第一电阻器连接在PWM控制IC的FB端和负电源线之间；信号电平校验器根据对反馈信号的信号电平的检验结果，分别将操作控制信号和反相反馈信号馈入作为操作/不操作开关器的CS端控制器，和FB端；CS端控制器根据操作控制信号将PWM控制IC的CS端与负电源线连接和断开；以及，启动校正器根据辅助控制电源的电压电平通过第二电阻器将FB端与负电源线连接和断开。
10.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，信号电平校验器包括一对晶体管，晶体管的发射极连接在一起构成比较器，一个晶体管的基极连接到电流检测电阻器和光电晶体管之间的一个节点，另一个晶体管的基极连接到电流电平校验参考电源，一个晶体管的集电极连接到PWM控制IC的FB端，和另一个晶体管的集电极连接到CS端控制器。
11.如权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于，CS端控制器包括一个NPN型晶体管，该晶体管的集电极连接着PWM控制IC的CS端，发射极连接着负电源线，和基极连接到在信号电平校验器中所包括的另一个晶体管的集电极。
12.如权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于，启动校正器包括由Zener二极管和多个电阻器所组成的串联电路，其中多个电阻器连接在辅助控制电源的线和负电源线之间；以及，NPN型晶体管，该晶体管的基极连接到电阻器之间的节点，集电极通过第二电阻器连接到PWM控制IC的FB端，而发射极连接到负电源线。
13.如权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于，信号电平校验器包括用于产生参考电压的电压分压电阻器，该分压电阻器中的低电位一边的电阻器分成两个电阻器，其相互之间的节点通过二极管连接着PWM控制IC的CS端。
14.如权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于，开关电源装置还包括电容器，它连接在PWM控制IC的CS端和负电源线之间；二极管，它连接在电容器和CS端之间。
15.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，当PWM控制IC作为开关控制器使用时，开关电源装置还包括电流调整器，它连接在PWM控制IC的FB端和负电源线之间，用于根据反馈信号的信号电平来调整FB端输出的电流；以及，CS端控制器，它根据信号电平校验器的输出信号通过将PWM控制IC的CS端与负电源线连接和断开而用作为操作/不操作开关器。
16.如权利要求15所述的开关电源装置，其特征在于，电流调整器包括一个NPN型晶体管，该晶体管的集电极连接着PWM控制IC的FB端，发射极通过电阻器连接着负电源线，和基极连接着反馈信号的连线。
17.一种具有串联电路的开关电源装置，它包括变压器的初级线圈和连接在正和负电源线之间的主开关器件，该正和负电源线又连接着直流电源，该开关电源装置通过主开关器件执行开关操作，在变压器的次级线圈中感应高频电压，经整流后获得直流电压，将该电压与原先设置参考电压进行比较，并通过根据比较结果所获得的反馈信号来控制主开关器件，从而输出所需要的直流电压；其特征在于，反馈信号的信号电平与预先产生的振荡信号的信号电平相比较；根据比较的结果，确定馈入主开关器件的驱动信号的导通状态占空比，并进行在脉冲选通开关控制和连续开关控制之间的切换；以及，在脉冲选通开关控制中停止主开关器件的开关操作的同时，停止提供用于驱动主开关器件的工作电源。
18.如权利要求17所述的开关电源装置，其特征在于，通过开启和关闭向驱动主开关器件的开关控制器提供的工作电源，获得脉冲选通开关控制。
19.如权利要求17所述的开关电源装置，其特征在于，当PWM控制IC作为开关控制器使用时，一电容器连接在PWM控制IC的FB端和内部电源端之间，其中内部电源端连接着内部电源线。
20.如权利要求17所述的开关电源装置，其特征在于，当PWM控制IC作为开关控制器使用时，由电容器和电阻器所组成的串联电路连接在PWM控制IC的FB端和内部电源端之间，其中内部电源端连接着内部电源线。
21.如权利要求15所述的开关电源装置其特征在于，电流调节器包括了一个NPN型晶体管，该晶体管的收集极连接到着PWM控制IC的FB端，发射极通过一个电阻连接着负电源线，基极连接着反馈信号线，并与连接在NPN型晶体管的基极和负电源线之间的电阻器串联连接的是一个集电极和基极连接在一起的NPN型晶体管相连接。
22.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，当PWM控制IC作为开关控制器使用时，还另外提供了启动校正器，以校正PWM控制IC的启动；还另外提供了启动开关器，以开启和关闭向信号电平校验器提供的工作电源；第一电阻连接在PWM控制IC的FB端和负电源线之间；信号电平校验器根据对反馈信号的信号电平的检验结果将操作控制信号和反相的反馈信号分别馈入作为操作/不操作开关器的CS端控制器和FB端；CS端控制器根据操作控制信号将PWM控制IC的CS端与负电源线相连接和断开；启动校正器检测是否存在着反馈信号，以至于如果存在着反馈信号，启动校正器通过第二电阻器将PWM控制IC的FB端与负电源线相连接；如果不存在反馈信号，启动校正器切断与第二个电阻器的连接；以及，启动开关器检测反馈信号是否存在，以至于如果存在着反馈信号，启动开关器就开启向信号电平校正器提供的工作电源，如果不存在反馈信号，启动开关器则关闭向信号电平校正器提供的工作电源。
23.如权利要求22所述的开关电源装置，其特征在于，启动开关器包括一个NPN型晶体管，该晶体管的集电极连接到在连接反馈信号线的电流检测电阻器和信号电平校验器的内部参考电压线之间的节点，基极连接着光电晶体管，和发射极连接着负电源线。
24.如权利要求22所述的开关电源装置，其特征在于，启动校正器包括一个NPN型晶体管，该晶体管的集电极通过第二电阻器连接着PWM控制IC的FB端，基极通过一个电阻器连接着光电晶体管，和发射极连接着负电源线。
25.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，当PWM控制IC作为开关控制器使用时，还另外提供了启动校正器，它用于校正PWM控制IC的启动；第一电阻器连接在PWM控制IC的FB端和负电源线之间；信号电平校验器根据对反馈信号的信号电平的检验结果将操作控制信号和反相的反馈信号分别馈入作为操作/不操作开关器的CD端控制器和FB端；CS端控制器根据操作控制信号将PWM控制IC的CS端与负电源线相连接和断开；启动校正器检测是否存在着反馈信号，以至于如果存在着反馈信号，启动校正器通过二极管和第二电阻器将PWM控制IC的FB端与负电源线相连接，并且开启向信号电平校验器提供的工作电源；如果不存在反馈信号，启动校正器就切断与二极管和第二个电阻器的连接，并且关闭向信号电平校验器提供的工作电源。
26.如权利要求25所述的开关电源装置，其特征在于，启动校正器包括一个NPN型晶体管，该晶体管的集电极通过二极管和第二电阻器连接着PWM控制IC的FB端，基极通过一个电阻器连接着光电晶体管，和发射极连接着负电源线。
27.如权利要求25所述的开关电源装置，其特征在于，信号电平校验器包括用于产生参考电压的电压分压电阻器，该分压电阻器中的低电位一边的电阻器分成两个电阻器，其相互之间的节点通过二极管连接着PWM控制IC的CS端，并且CS端控制器通过另一个二极管连接着PWM控制IC的CS端。
28.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，当PWM控制IC作为开关控制器使用时，还另外提供了启动开关器，它用于开启和关闭向信号电平校验器提供的工作电源；还另外提供了电流调整器，它连接PWM控制IC的FB端和负电源线之间以用于根据反馈信号的信号电平来调整FB端输出的电流；信号电平校验器根据对反馈信号的信号电平的检验结果将操作控制信号馈入作为操作/不操作开关器的CD端控制器；CS端控制器根据操作控制信号将PWM控制IC的CS端与负电源线相连接和断开；以及，启动开关器检测反馈信号是否存在，以至于如果存在着反馈信号，启动开关器就开启向信号电平校正器提供的工作电源，如果不存在反馈信号，启动开关器则关闭向信号电平校正器提供的工作电源。
全文摘要
一种开关电源装置以整体较低的功率消耗工作，这是在以脉冲选通开关控制方式停止了主开关器件开关工作时减少了所承受的功率损失的结果。脉冲选通开关控制是通过信号电平校验器电路15重复开启和关闭提供在线路中的开关电路17向开关控制器电路19提供的工作电源而获得的。在脉冲选通开关控制中，当停止主开关器件5的开关工作时，也停止向开关控制器电路19提供工作电源。这有助于减小在停止开关工作时所承受的功率损失，从而有助于减小装置整体的功率消耗。
文档编号H02M3/28GK1489270SQ0315776
公开日2004年4月14日 申请日期2003年8月28日 优先权日2002年8月28日
发明者北野三郎 申请人:夏普株式会社