专利名称：电源系统和设备的制作方法
技术领域：
本发明总体上涉及电源领域，更具体地说，涉及采用可编程数字控制的开关式电源。
背景技术：
在现代社会的许多领域中，可靠的电源对于电子设备的正确运行至关重要。其中这样的一个领域是移动无线电话技术，移动无线电话的用户都希望移动无线电网络在运行时不受干扰。在这种移动无线电网络中，为了将主电压转换为可提供给各种负载(例如无线电收发器等)稳定的DC电压，采用了开关式电源。在开关式电源中，为了得到期望的电源输出特性，根据不同的占空比来控制晶体管的接通和断开。而且，开关式电源还通常与电池连接以便给电池充电，使得在主电压失败的时候可以用电池来取代电源。在布达佩斯1997年4月22-24日Telescon97发表的“一种用于标准电信系统的新型改进的整流器”中描述了开关式电源的例子。
发明内容
本发明涉及的一个问题是如何提供改进型开关式电源和改进型电源系统。
通过一种开关式电源来解决这一问题，所述开关式电源具有用于接收电功率的输入端和用于传递具有输出电压和输出电流的输出信号的输出端；其中用绝缘屏障(140)将所述输入端与所述输出端(135)隔开，使得所述输入端(110)设在绝缘屏障(140)的原边(primary side)上，而所述输出端(135)设在绝缘屏障(140)的副边(secondary side)上；
所述开关式电源包括耦合在输入端和输出端之间的变换级(125)，所述变换级具有至少一个可控制的第一开关元件(205)，它用于产生变换级占空比(D)，以使所述变换级(125)产生所述输出信号，和可编程数字电路(600)，它根据在绝缘屏障(140)的所述原边上获得的至少一个信号(Uin、Iin、Uint、Iint、Uac)来控制所述第一开关元件(205)，所述可编程数字电路设置在所述绝缘屏障的所述原边上。
在所述绝缘屏障的所述原边上提供可编程数字电路，可有利地使可编程数字电路控制所述第一开关元件，而不需要通过绝缘屏障发送控制信号。不需要通过绝缘屏障发送控制信号使得可以更加精确地控制开关元件，因此可产生更加精确的变换级占空比。因为消除了控制信号通过绝缘屏障的传输，所以消除或减少了由于不准确的控制信号和不恰当的延时所造成的开关元件偶尔交叉导通的危险(即两个开关元件的同时导通造成的瞬时短路)。而且这种交叉导通可能由于脉冲变压器传输控制信号的延时或光耦合器的随机延时而发生。
本发明还涉及开关式电源(100)，此开关式电源具有用于接收电功率的输入端(110)和用于传递具有输出电压和输出电流的输出信号的输出端(135)；其中用绝缘屏障(140)将所述输入端(110)与所述输出端(135)隔开，使得所述输入端(110)在绝缘屏障(140)的原边，而所述输出端(135)在绝缘屏障(140)的副边；所述开关式电源包括耦合在输入端和输出端之间的变换级(125)，所述变换级具有至少一个产生变换级占空比(D)的可控的第一开关元件(205)，使得所述变换级(125)产生所述输出信号，以及可编程数字电路(600)，它根据至少一个信号控制所述开关元件(205)。
在开关式电源的一个实施例中，所述可编程数字电路位于所述绝缘屏障的原边。
在开关式电源的一个实施例中，变换级可运行于输送基本上恒定的输出功率的模式(M2-3)下；以及变换级可运行于输送基本上恒定的输出电流的模式(M3-5)下。
在开关式电源的一个实施例中，所述可编程数字电路包括接收表示变换级输入电流(Iint)的信号(725)的装置；所述可编程数字电路适于从表示变换级输入电流(Iint)的所述信号中得到输出电流(Iout)；以及所述可编程数字电路还适于在第一开关元件的控制中利用输出电流(Iout)的所述导出值(Ioutest)。
这个解决方案可有利地控制开关式电源，使得开关式电源在副边输送恒定的输出功率或恒定的输出电流，而控制是基于仅在绝缘屏障的原边得到的信号进行的。因此，不用测量实际输出电流便可控制输出电流。
上述问题还通过电源系统进行解决，此电源系统包括至少第一开关式电源和与分配单元并联的第二开关式电源。第一开关式电源具有第一输入端和第一输出端，其中用第一绝缘屏障将所述第一输入端和第一输出端分开。第一开关式电源包括连接在第一输入端和第一输出端之间的第一变换级，第一变换级具有至少一个第一开关元件。第一开关式电源还包括适于控制所述第一开关元件的第一可编程数字电路。第二开关式电源具有第二输入端和第二输出端，其中用所述第二绝缘屏障将第二输入端和第二输出端分开。第二开关式电源包括连接在第二输入端和第二输出端之间的第二变换级，第二变换级具有至少一个第二开关元件。第二开关式电源还包括适于控制所述第二开关元件的第二可编程数字电路。
通过所述开关式电源和电源系统增强了可靠性和灵活性，并降低了开关式电源和电源系统的制造成本。
在电源系统的一个实施例中，第一可编程数字电路适于在确定第一开关式电源重启尝试的时间时采用主频，第二可编程数字电路适于在确定第二开关式电源重启尝试的时间时采用主频。因此可得到第一和第二开关式电源重启尝试的精确同步，从而降低了第一和第二开关式电源由于非同步重启造成的重启失败的危险。
在本发明开关式电源的一个方面中，开关式电源包括预调节器，此预调节器包括至少第二开关元件，可编程数字电路还适于控制所述第二开关元件。因此通过可编程数字电路的方法可实现输入电流的波形和相位可调。
在本发明开关式电源的一个实施例中，可编程数字电路位于所述绝缘屏障的原边。因此使必须穿过绝缘屏障传输的信号数量最小，同时也使系统的干扰最小。在这个实施例的一个方面中，可编程数字电路包括接收表示变换级输入电流(Iint)的值的装置。可编程数字电路适于从所述变换级输入电流中得到输出电流(Iout)，同时可编程数字电路还适于在控制第一开关元件中利用输出电流的所述导出值。由此不需要测量输出电流，同时不必跨过绝缘屏障传输表示输出电流的信号。
在开关式电源的一个实施例中，开关式电源包括参量测量的装置、产生所述参量的参考值的装置以及产生所述参量的测量值与参考值之间差值的装置。在本发明的这个实施例中，可编程数字电路包括将所述参量的测量值与参考值之间的所述差值转化为数字表示的装置。由此用于转换成数字表示的装置可以使用适当数量的比特用于数字表示。在实施例的一个方面中，所述参量是开关式电源的输出电压，同时可编程数字电路还适于利用在控制第一开关元件时的所述差值。由此通过可编程数字电路可得到输出电压的精确调节。
在开关式电源的一个实施例中，变换级包括安排在全桥中的四个开关元件。在这个实施例中，可编程数字电路适于控制所述四个开关元件。因此变换级可高效率地工作。在本实施例的一个方面中，可编程数字电路适于产生一个脉宽调制信号并将它发送给所述四个开关元件中的每一个。可编程数字电路还适于确定所述四个脉宽调制信号中的两个相对于所述四个脉宽调制信号中的另外两个的相移，基于所述变换级的占空比的期望值确定所述相移。由此通过所述可编程数字电路可实现全桥的控制。
图1是包括两个调节级的整流开关式电源的示意图。
图2是包括全桥的变换级的示例。
图3是图2中所示变换级的全桥的输出电压的图示。
图4是预调节器的示例。
图5是开关式电源的I-U特性的示例。
图6是用于控制开关式电源的可编程数字电路的示例。
图7是包括数字控制的开关式电源的示意图。
图7a是根据本发明的第一实施例包括数字控制操作的开关式电源的示意图。
图7b是根据本发明的第二实施例包括数字控制操作的开关式电源的示意图。
图7c是根据本发明的第三实施例包括数字控制操作的开关式电源的示意图。
图7d是根据本发明的第四实施例包括数字控制操作的开关式电源的示意图。
图8是说明通过可编程数字控制实现调节的示意图。
图8B是根据本发明的实施例、更详细地说明变换级控制的框图。
图8C是说明产生变换级占空比控制信号740的调节器1240和图8B中所示的反馈调节器1250B的备选实施例的框图。
图9说明包括全桥的变换级的开关元件的控制。
图10是包括若干开关式电源的电源系统的示例。
图11是说明如何通过使用主频来确定开关式电源重启的时间的流程图。
具体实施例方式
图1中示意性地显示了开关式电源(SMPS)100。如图1所示的SMPS是一种包括输入滤波器105的整流器，输入滤波器包括可连接主电压Uac的输入端110A和110B。滤波器105的输出连接到二极管桥115的输入，利用二极管桥115来对所施加的主电压Uac进行整流。二极管桥115的输出侧连接到预调器120的输入，预调器120的输出连接到变换级125的输入，而变换级125的输出连接到输出滤波器130。SMPS100可经由输出滤波器130的输出端135A和135B连接到负载上。当主电压Uac加到SMPS100上时，在二极管桥115的输出上便产生了已整流的电压，它称为输入电压Uin。在预调器120的输出上产生中间电压Uint。变换级125的输出上的电压称为输出电压Uout。输出滤波器130用于对输出电压进行滤波，而输入滤波器105主要用于保护主网络不受SMPS100可能引起的扰动的影响。
当在SMPS100上施加负载时，输入电流Iin便流入预调器120。预调器120的输出电流称为中间电流Iint，中间电流是变换级125的输入电流。变换级125的输出电流称为输出电流Iout。参见图1，SMPS100是包括两个整流级(即预调器120和变换级125)的整流器，因此可将它称为两级整流器。
此外，图1中的SMPS100还包括绝缘屏障140，它使SMPS100的输入端110与SMPS100的输出端135电绝缘。主要出于安全因素才引入此绝缘屏障140，不过它也可以用于选择负载所连接的电位。在图1中，显示出绝缘屏障140位于变换级125中。设置在图1中绝缘屏障140左边的SMPS100的部分，在下文中将称为设置在绝缘屏障140的原边，而设置在绝缘屏障右边的SMPS100的部分，以下将称为设置在绝缘屏障140的副边。
变换级125包括至少一个开关元件，通过开关元件来控制SMPS100的输出特性。如图2所示为变换级125的一个示例。图2中的变换级为DC/DC转换器125，它包括具有4个开关元件205A-205D的全桥200。全桥200的输出连接到变压器210的原边上。其中变压器210向SMPS100提供绝缘屏障140。因此，绝缘屏障140包括具有主绕组和副绕组的变压器210，所述变压器利用电磁感应在主绕组和副绕组之间不会有直接的电接触的情况下将电能从主绕组传送到副绕组。
在变压器210的副边上，整流元件215连接到变压器绕组的每个头上。整流元件215的输出连接到电感器220。电容器230并联在变换级125的输出上。变换级125可有利地还包括驱动开关元件205的线路，这未在图2中显示。
图2中的变换级125的开关元件205A-205D的开关状态是受控的，因此变换级占空比D也是受控的。在图3中，变压器210原边上的电压Uprimary用时间t的函数来说明。变换级占空比D定义为D=t1+t2T]]>其中，T为变压器210原边上的电压Uprimary的周期，t1和t2分别是全桥200的开关元件的设定在周期T的正半周和负半周期间产生非零Uprimary所持续的时间。可通过改变开关元件205的开关状态而改变变换级占空比D，使得可在SMPS100的输出上产生期望的输出信号。
在图2中的变换级125中，全桥200可用一个开关元件205、用两个开关元件205或任何其它数量的开关元件205来代替，通过这样来产生可控的变换级占空比D。
在图1的SMPS100中，可以将预调器120省略，仍然会得到主电压Uac的整流。然而，在SMPS100的许多应用中，重要的是能够控制输入电流Iin的相位和形状，并且对输入电流Iin的这种控制最好通过预调器120来执行。例如，在高功率应用中，重要的是输入电流Iin和输入电压Uin的相位接近，这是因为输入电流Iin和输入电压Uin之间的相移会导致功率损耗，而如果SMPS100提供的功率比较高的话，这种损耗将导致相当大的损失。通过控制输入电流Iin的形状可使泛音信号最小化。这种泛音信号将会产生损耗并且可能干扰主网络的其它用户。除了控制输入电流外，预调器120还可提升输入电压Uin，使Uint＞Uin。此外，预调器可提供恒定的中间电压Uint，这用作变换级125的输入电流。恒定的中间电流有助于量度高效的变换级125。
如图4所示为预调器120的一个示例。图4中的预调器120是带有功率因数校正的提升预调器，它提供了作为恒定DC中间电压Uint的输出。功率因数校正的目的是使SMPS100的输入表现出完全的电阻特性。图4的预调器120具有两个输入端405A和405B，以及两个输出端410A和410B。电感器415连接到输入端405A上。在电感器415的另一侧连接了开关元件420，开关元件420又连接到输入端405B上。在输入端405B和开关元件420之间，可以引入电阻器425，电阻器可用于输入电流Iin的测量。并联在开关元件420上的是串联连接的整流元件430和电容器435。预调器120的输出电压(即中间电压)Uint是电容器435两端上的电压。电容器435在输入电压Uin较高时储存能量，在输入电压较低时释放能量，以维持恒定的输出功率。通过改变开关元件420的接通和断开时间，可控制输入电流Iin。此外，可以获得恒定的中间电压Uint。图4中预调器120的配置可按照几种方式改变。例如，包括并联连接的开关445和电阻器450的电路440可有利地连接到输入端405A上。当SMPS100连接到主电压Uac上时，电路440可用于限制输入电流Iin。此外，电容器455可连接在输入端405A和405B之间，电容器455保护主网络不受由开关元件420的开关产生的纹波电压的影响。
在图5中，如I-U图中所显示的为SMPS100的期望特性的示例。在图中用标号1指示的点上，没有给SMPS100施加负载，因而没有输出电流Iout。这一点上的输出电压Uout是额定电压Unom。虽然根据应用，额定电压可取任何值，但是常用的额定电压值为48V。当负载增加时，输出电流Iin也增加，而输出电压Uout在额定电压Unom上保持恒定。在用标号1和标号2所指示的图中的两个点之间的负载范围中，按照恒定电压调节来控制SMPS100。标号2指示的点代表额定电压上的电流，此时SMPS100的输出功率达到它的最大值。在图中用标号2和标号3指示的点之间，SMPS100的输出功率保持恒定，且按照恒定功率调节来控制SMPS100。图5中用标号3指示的点代表(Iout、Uout)的值，此时输出电流已达到它的最大值。此极限常由流过SMPS100的部件的最大电流来设定，或由任何连接的电池开始吸收电流时的输出电压值来设定。在图中用标号3和标号5指示的点之间，按照恒定电流调节来控制SMPS100。
在备选实施例中，根据所调节的SMPS100的I-U特性可采用除了图5中所显示的I-U特性之外的其它形状。例如，可以省略在图3的标号2和3所指示的点之间的恒定功率范围。然而，通过利用I-U-特性的恒定功率部分和恒定电流部分来实现过载保护，输入滤波器105、二极管桥115和预调器120可以制造得更小，这是因为它们不必针对同时的额定输出电压和最大输出电流上的峰值功率而设计。这对于针对可在较大的主电压Uac跨度内操作而设计的SMPS100而言尤其相关，因为较低的主电压Uac会对SMPS100可输送的最大功率有所限制。
如上所述，SMPS100的额定输出电压通常取值为48V。中间电压Uint则通常取值为400V。在典型的SMPS100中，输出电流Iout可设为25A。开关元件420和205的开关频率可例如约为100kHz。Uom、和开关频率的这些值是仅作为示例而给出的。显然，这些参量可以为SMPS100的应用所需要的任何值。
为按照期望的I-U特性控制SMPS100的输出信号的电流、电压和功率，分别控制变换级125和预调器120的开关元件205和420的开关状态。为提供对变换级125和预调器120的开关元件的有效控制，必须知道大量参量的大小。这些参量优选为输入电压Uin、输入电流Iin、中间电压Uint、中间电流Iint、输出电压Uout和输出电流Iout。传统上，变换级125和预调器120的开关元件205和420的控制是分别通过模拟电路而执行的。然而，模拟电路一般成本较高且耗费空间。模拟电路的可靠性会随电路中元件的数量增加而降低，并且模拟电路的可靠性还受时间的影响，由于元件可能老化。此外，模拟元件的可靠性会随外界参数如温度的变化而改变。因此希望能够用可编程的数字控制来替代模拟电路。
将可编程的数字控制引入到SMPS100中还在调节参数方面带来了灵活性，例如SMPS100应当正常工作的最大温度、额定输出电压、SMPS可输送的最大功率电平等。此外，可以在制造时没有电位计的情况下对SMPS100进行校准，从而节约了就投入到校准工作的大量人力而言的成本。而且，可在SMPS100中使用较低精度(因此更便宜)的元件，通过在校准时调节参数仍然可以得到精度高的SMPS100。
在SMPS100的实施例中，其中恒定功率区域包括在期望的I-U特性中，主电压Uac的测量可有利地提供给可编程数字电路，由可编程数字电路向SMPS100提供可编程数字控制。根据这一测量，可通过可编程数字电路来计算SMPS100应当提供的最大功率电平。
当将可编程数字控制引入到SMPS100中时，必须特别注意不能破坏绝缘屏障140。如图1、2和4中所示，预调器120和变换级125的开关元件设置在绝缘屏障140的原边上。因此，必须在绝缘屏障140的原边上提供用于控制这些开关元件的操作的信号。此外，在绝缘屏障140的原边给出输入电流Iin和输入电压Uin，以及中间电流Iint和中间电压Uint。而且，为使SMPS100可以启动，可编程的数字控制必须用绝缘屏障140的原边上的电源电压来馈送。在包括用于为可编程数字电路提供主电压Uac的测量的装置的实施例中，这种测量显然是在绝缘屏障140的原边上产生的。然而，在绝缘屏障140的副边上给出希望知道大小的一些参量，如输出电压Uout和输出电流Iout。因此，必须提供用于跨过绝缘屏障140进行传输信号的装置或其它解决方案。
向SMPS100提供可编程数字控制的可编程数字电路可设置在绝缘屏障140的原边上，或设置在它的副边上。通过将可编程数字电路设在原边，可使需要跨过绝缘屏障140传输的信号数量最小。由于跨过绝缘屏障140传输信号需要额外的元件，SMPS100的成本随必须跨过绝缘屏障140传输的信号数量而增加。此外，通过在绝缘屏障140的原边上设置可编程数字控制，可使必须传输表示所测量的参量(例如Iin和Uin)的模拟信号所跨过的距离最短，因此使这些信号中的扰动最小。然而，当将可编程数字电路设置在绝缘屏障140的原边上时，特别注意要避免可编程数字电路中由预调器120和变换级125的开关元件的开关所产生的扰动。通过仔细设计SMPS100使得功率电流、数字信号和模拟信号物理上是分开的，来避免这种扰动以及主电压Uac的扰动。
图6中示意性地说明了用于控制SMPS100的可编程数字电路600的一个示例。可编程数字电路600包括处理装置605、工作存储器610和用于存储可执行命令的至少部分非易失的存储器615。可编程数字电路600还包括具有A/D转换器的模拟输入620和数字输出625。显然，可编程数字电路600可以具有任何数量的模拟输入620、数字输入和数字输出625。
图7中示意性地说明本发明的SMPS100的实施例，其中已在绝缘屏障140的原边上引入了可编程数字电路600，用以分别控制预调器120和变换级125的开关元件420和205。可以传统方式测量输入电压Uin、输入电流Iin、中间电压Uint和中间电流Iint的大小并提供给可编程数字电路600。可在绝缘屏障140的副边上测量出输出电压Uout和输出电流Iout，并因此通过绝缘接口705提供给数字可编程电路600。图7中分别用标号710、715、720、725、730和735指示对应于Uin、Iin、Uint、Iint、Uout和Iout的信号。
根据Uin、Iin、Uint、Iint、Uout和Iout的大小，通过利用存于存储器610中的可执行命令，可编程数字电路600可确定出变换级125的占空比D。然后，可编程数字电路600向变换级125发送信号740，指示开关元件205的接通和断开时间。在本发明的实施例中，其中变换级125包括多于一个的开关元件205如全桥200，信号740优选包括多个信号740，每个信号740指示其中一个开关元件205的接通和断开时间。以相同的方式，根据Uin、Iin和Uint的大小，可编程数字电路600可确定出开关元件420的期望的接通和断开时间。可编程数字电路600随后向预调器120发送信号745，信号745指示开关元件420的期望的接通和断开时间。在这些实施例中，其中预调器120包括多于一个开关元件，信号745最好可包括多个信号，预调器120的每个开关元件对应其中一个信号。
有利地是，绝缘接口705可包括针对跨过绝缘屏障140所传输的每个信号的线性光耦合器。光耦合器是相对比较小且便宜的器件，具有一定的精度，即可用于脉冲整形信号(如脉宽调制控制信号740和745)的传输，也可用于模拟信号(如信号710-735)的传输。光耦合器其中包括绝缘屏障边上发出信号的发光二极管，和绝缘屏障140边上接收信号的光接收器。当信号要跨过绝缘屏障140进行传输时，控制从发光二极管发射出的光，使得它可以在光电二极管中产生电流，该电流与所传输的信号成比例。作为使用光耦合器的备选方案，还可以使用其它可跨过绝缘屏障140传输信号的装置，例如脉冲变压器。然而，脉冲变压器主要适用于脉冲整形信号的传输，不太适用于模拟信号的传输。
在本发明的一个方面中，输出电流Iout不是经过测量得到的，而是在可编程数字电路600中用存储器610中所存储的可执行命令从中间电流Iint的测量值导出的。这样，便减少了必须跨过绝缘屏障140传送的信号数量，从而使SMPS100的设计更加简单，并因此更便宜、更小巧且更可靠。此外，跨过绝缘屏障140测量和传输信号会导致不希望的损失。由于不必测量对应于输出电流Iout的信号，这些损失也可因此得以减少。
根据变压器原理得到原边电流和副边电流之间的关系，即SPMS100的中间电流Iint和SMPS100的输出电流Iout之间的关系为Iout=IintNpDNs---(1)]]>其中Np和Ns分别是变压器原边和副边的线圈匝数，D是变换级125的占空比，这是可编程数字电路600已知的(并且还是受其控制的)。
等式(1)对于不会受到任何功率损失以及受其它应用限制的理想SMPS是有效的。然而，测量显示出，可在正常工作的电压和电流范围内通过将校正因数k引入到等式(1)中对SMPS100的这种非理想特性进行补偿，其中k可视作SMPS100的效率Iout=IintNpDNsk---(2)]]>当SMPS100上没有施加负载时，没有输出电流，即Iout等于零。然而，仍然存在中间电流Iint，可将它视为表示没有负载损失的补偿电流Iintoff，当将其引入到等式(2)中时，得到以下等式Iout=(Iint-Iintoff)NpDNsk---(3)]]>等式(3提供了输出电流Iout在从空载到满载的负载范围(即图5中用标号1和标号3指示的点之间)的精确值。然而，当负载进一步增加时，变换级占空比D变得非常小，并且效率降低。等式(3)不再能提供Iout的精确值。已从实验得出，在图5中用标号3和4指示的点之间的负载范围中，效率随变换级占空比D线性变化。因此得到输出电流Iout在这种负载范围内的以下表达
Iout=(Iint-Iintoff)NpDNsk(a+bD)---(4)]]>对于更低的输出电压Uout值，其中D非常小，接近短路，已发现，Iout与Iint之间的恒定关系可假设为Iout＝CIint(5)在这种负载范围内，即图5中用标号4和标号5指示的点之间的范围内，中间电流最好保持一个固定的值。
根据上述讨论，下表可有利地用于说明在图5的各种负载范围内输出电流Iout与中间电流Iint之间的关系 表1表1中给出的变换级占空比D的值应当仅看作为示例，并不构成可应用于Iint和Iout之间对应关系的固定限制。在图5中用标号1和4指示的点之间的负载范围内，根据相关调节方法(恒定的输出电压、恒定的输出功率或恒定的输出电流)调节中间电流Iint。对于更低的电压，即用标号4和5指示的点之间的电压，中间电流Iint最好保持在恒定值上。
当控制SMPS100的输出信号时，所测量的参量的测量精度非常重要。采用可编程数字电路600来控制SMPS100的一个问题在于，例如最常用于可编程数字电路600的模数(A/D)转换器使用有限的位数来表示已转换的数字值，由此测量分辨率受到限制。A/D转换器所使用的位数通常直接与A/D转换器的价格相关。因此希望能够提出一种方法，使得可以进行一个或多个已测量的参量的精确测量，同时保持A/D转换器所用的位数在合理的水平上。
一种解决A/D转换器的有限分辨率问题的方案是，将某个参量的测量与该参量的基准值进行比较，并且不是将该参量本身的测量反馈到可编程数字电路600的模拟输入，而是将测量值与基准值之间的差异反馈到可编程的电路600。这种差异可例如通过使用运算放大器而得到。在还未被可编程数字电路600所知的情况下，基准值还可提供给可编程数字电路600。用于产生差异的基准值信号可有利地产生为数字脉宽调制信号，根据那种信号可以滤波出平均值。基准值的数字脉宽调制信号可例如由可编程数字电路600或由独立可编程器件例如微处理器产生。于是，可以方便地通过向可编程数字电路600或独立可编程器件发出远程命令来传递基准值的变化，并且这种变化可作为脉宽调制信号中的脉宽变化在所生成的基准值信号中反映出来。
上述将所测量的参量与该参量的基准值进行比较的方法可有利地应用到对A/D转换的分辨率至关重要的参量中，并根据基准值(目标值)来调节。这种参量例如为SMPS100的输出电压Uout。在SMPS100的许多应用中，重要的是就纹波电压而言输出电压Uout的变化非常低。在本发明的实施例中，其中可编程数字电路600设置在绝缘屏障140的原边上，可跨过绝缘屏障140传输所测量的输出电压信号Uoutmeas，并且可在绝缘屏障140的原边上进行比较。或者，可在绝缘屏障140的副边上进行比较，对应于Uoutmeas与Uout的基准值Uoutref之间的差异Uoutdiff的信号，随后可跨过绝缘屏障140传输。然后可优选由设置在绝缘屏障140副边上的微处理器产生基准值Uoutref。在SMPS100的一个实施例中，绝缘屏障140的副边包括微处理器，它用于将参数从SMPS100传递到外界以及从外界传递到SMPS100中，例如向监控单元发送参数和从其中接收参数。在这些情况中，该微处理器可有利地还用于基准值Uoutref的生成。在某些情形下，例如出于监控目的，希望可编程数字电路600可以得到有关Uoutmeas以及Uoutdiff的信息。如果可编程数字电路600还不知道基准值Uoutref，则在这种情况下还必须跨过绝缘屏障140传输测量的输出电压信号Uoutmeas或基准值Uoutref。
图7a示意性地说明本发明的第一实施例，它针对如上讨论的使用有限分辨率(例如10位分辨率)的A/D转换器的SMPS100，并对于所有频率使用恒定窄宽度窗口。可编程数字电路600在原边上操作并控制所有开关器件的操作，为保持误差电压尽可能接近于零。Uout的测量参量，从在变换级125后的副边处得到并馈送到差分运算放大器760的输入中。由可编程数字电路600提供基准信号Uoutref，然后通过绝缘接口705将它馈送到具有脉宽调制输出的辅助微处理器770。辅助微处理器将基准信号转换为可通过滤波器765发送的数字脉宽调制信号，在滤波器中可在馈送到运算放大器760的其它输入之前滤波出平均值。差分放大器的输出是模拟误差信号Uouterr，它是测量的输出电压Uout和基准信号Uoutref的平均值之间的差异乘以理想为1的增益。误差信号Uouterr跨过绝缘屏障经由误差信号接口775和误差限制器775馈送到原边上的可编程数字电路600的模拟输入中。
根据误差信号，可编程数字电路600产生适当的脉宽调制信号以控制预调器120和变换级125中的开关器件。然而，在脉宽调制信号离开可编程数字电路600之后，脉宽调制信号被发送到包括门控驱动电路的缓冲器755中，以便转换成可以驱动开关的合适的信号。根据从副边反馈的误差信号的开关操作通过保持恒定电压和抑制输出信号上的噪声改善了调节。为用10位A/D转换器达到约2mV的分辨率，由实施例所提供的解决方案一般使用大约2V的窗口，而不是在整个输出电压的0-60V范围上。应当注意，本发明不限于这些值，并且本发明可应用在大于或低于所介绍的那些范围中的值。希望的目标是提供对DC分量和噪声分量或输出电压的纹波的调节。采用恒定窄窗口的缺点在于，虽然对于较高频率的噪声分量它是适用的，但是对于较低频率的DC分量则是不太适用的，这是因为在基准电压明显地不同于测量的输出电压的情形下，需要更大的窗口。
图7b示意性说明本发明关于SMPS100的第二实施例，其中基准信号Uoutref由与副边对立的原边上的可编程数字电路600产生。在此实施例中，辅助微处理器770不需要产生基准电压。而是，要跨过绝缘屏障140传输的输出电压Uout直接馈送到副边上的光耦合器782中。光耦合器782包含框784和786，它们分别表示输出电压反馈元件和过电压检测元件，过电压检测元件用于检测使电路过负载的过电压状态。在那种情况下，向可编程数字电路600发送信号OVP(DI)，以便切断电路并触发相关报警。光耦合器782的输出和可编程数字电路600的基准信号Uoutref馈送到Uout窗口元件框785。Uout窗口元件框785的输出是输出信号Uout，将误差输出信号Uouterr馈送到可编程数字电路600中，从而产生可驱动开关的脉宽调制输出信号，以便调节输出电压。
图7c示意性说明了本发明关于使用频率相关放大器762的SMPS100的第三实施例，其中频率相关放大器可实现对输出电压更有效的调节。该实施例除了使用了频率相关放大器之外其它与图7a中的实施例类似，该频率相关放大器可针对高频分量(例如噪声)提供狭窄的频率相关窗口，而针对输出电压的DC分量提供较宽的窗口。输出电压Uout和来自辅助微处理器770的基准信号Uoutref馈送到频率相关放大器762，以产生输出误差信号Uouterr。频率相关放大器762的传递函数可表示为(Uoutref-Uout)*H(f)，其中H(f)用于放大高频分量(例如噪音)并衰减或减小低频DC分量。这可使高频噪声分量和低频DC分量容易地转换到在A/C转换器的分辨率内可用的范围中。来自放大器的输出误差信号馈送到可编程数字电路600的模拟输入中，在那里进行A/C转换。此外，在可编程数字电路600中，对该信号应用逆传递函数H-1(f)，以得到原始输出误差信号的数字表示，从中可产生驱动开关的脉宽调制输出，以便调节输出电压。
该实施例使用频率相关输出误差电压信号来有效地提供针对噪声分量或纹波的窄窗口，由此可提供噪声抑制所需的更高的精度，并且对于要求较低精度的稳态DC分量提供更大的窗口。该实施例在输出电压Uout和基准电压信号Uoutref明显不同(例如高电流和高电压负载)的情形下特别有效。较大窗口可适应电压差异，以允许A/D转换器持续在低于饱和点以下工作，从而延伸了SMPS100的工作范围。另一个好处在于，由于可用一个处理器采用最少的接口元件控制所有的调节开关器件，因此大大降低了成本。
图7d示意性说明了本发明关于使用频率相关放大器762的SMPS100的第四实施例，其中该频率相关放大器762以与图7C中的相同的方式工作。当在原边上如通过可编程数字电路600中的软件产生基准电压信号Uoutref时，将会允许副边上的模拟信号在比另外一种情况稍大的活动区域内通过绝缘屏障140传输。在本实施例中，输出电压信号Uout是放大器的唯一输入，由此放大器的输出信号Uoutamp可表示为(Uout-k)*H(f)，其中k为补偿电压，H(f)是要放大更高频率分量并衰减更低频率分量的传递函数。
输出信号Uoutamp馈送到可编程数字电路600中，在可编程数字电路中应用逆传递函数H-1(f)，得到原始信号的数字表示。这与基准信号一起用于产生脉宽调制输出信号，以驱动开关来调节输出电压。本实施例的优点在于，除改善DC电压调节之外还可以先前介绍的方式提供噪声抑制。通过说明，具有54.5V额定输出电压的电源，频率相关放大器可用如30-60V之间的窗口实现DC分量和低频率的精确测量，以及用例如±1V或±0.5V的窗口实现高频率分量的精确测量。
图8示意性说明了分别用于调节预调器120和变换级125的调节环路，在本发明的实施例中，实施了上述用于根据中间电流Iint的测量值导出输出电流Iout值的方法，以及上述将Uoutdiff馈送到可编程数字电路600的方法。图中说明了用可编程数字电路600中的计算机程序代码实现的四个不同的调节器电流调节器805和电压调节器810，用于调节预调器120的开关元件420，和电流调节器815和电压调节器820，用于调节变换级125的开关元件205。电压调节器810和820优选实现为外部慢速环路，而电流调节器805和815优选实现为内部快速环路。电压调节器810接收表示中间电压Uint值的信号720和另一个表示Uint、Uintref的基准值的信号825。Uintref可由可编程数字电路600根据主电压Uac的测量来计算，或者是电压调节器810已知的固定值。根据Uint的大量测量，电压调节器810可采用标准的PI调节方法来确定输入电流的基准值Iinref。表示Iinref的信号830优选在乘法器835中乘以表示输入电压Uin的信号710，以便得到Iinref的谐波形状。乘法器835的输出信号840表示输入电流的基准值Iinref，并馈送到电流调节器805中。电流调节器805还接收表示Iin的测量值的信号715。根据Iinref和大量Iin的测量，电流调节器805可采用标准PI调节方法来确定预调器120的开关元件420的占空比。将指示开关元件420的期望接通和断开时间的脉宽调制信号745传送到预调器120，其中开关元件420的期望接通和断开时间用于产生由电流调节器805确定的占空比。
同样，图8中的电压调节器820接收信号845，它表示输出电压Uout的测量值和输出电压的基准值Uoutref之间的差异Uoutdiff。电压调节器820可根据大量接收到的Uoutdiff值采用标准PI调节方法来确定中间电流的基准值Iintref。表示Iintref的信号850传送到电流调节器815，其中电流调节器还接收表示Iint的测量值的信号725。根据Iintref和大量Iint的测量，电流调节器815可采用标准PI调节方法来确定变换级占空比D。将表示开关元件205的期望接通和断开时间的脉宽调制信号740传送到变换级125，开关元件205的期望的接通和断开时间可产生由电流调节器815确定的变换级占空比D。根据SMPS100的调节模式，与图5比较确定调节变化的参数。信号740也称为变换级占空比控制信号DCCS。
实际上，预调器120和变换级125的组合控制可有利地实现输出电压Uout以及输出电流Iout的精确控制。
参照图5，当操作开关式电源(SMPS)100使其在图5中用标号1和标号2指示的点之间的范围内工作时，可控制它输送基本上恒定的电压Uout。
图8B是更详细地说明根据本发明的实施例控制变换级125的框图。更具体地说，图8B说明了用于获得期望输出电压的变换级输出电压控制器1020的实施例。变换级输出电压控制器1020可以三种模式操作，即模式M1-2(如图5中点1和2之间所指示的提供基本上恒定的输出电压)；或模式M2-3(如图5中点2和3之间所指示的提供基本上恒定的输出功率)；或模式M3-5(如图5中点3和5之间所指示的提供基本上恒定的输出电流)。
变换级输出控制器1020用于控制变换级占空比D的值。输出电流Iout取决于变换级占空比D。因此，响应于变换级占空比D控制输出电流Iout。变换级输出控制器1020至少部分地通过数字控制电路600来实现，如以上结合图6、7和8A所公开的。
参照图8B，电压传感器1055测量输出电压Uout，并将测量值Uoutmeas(也称为730)传递到绝缘接口705，它将相应的信号Uoutmeas传递到加法器1200的输入。加法器1200还具有用于接收输出电压基准值的第二输入1050。加法器1200的输出耦合到控制器1210的输入。控制器1210产生用于在模式M1-2中控制输出电压的信号P1-2。控制器1210的输出耦合到最小输入选择器1220的第一输入1215。
最小输入选择器1220具有传递功率基准值Pintref的输出。最小输入选择器1220的输出耦合成可向加法器1230传递功率基准值Pintref。加法器1230还具有用于接收表示测量功率的值Pintmeas的输入。测量的功率Pintmeas表示变换级125所消耗的电能。加法器1230产生作为值Pintref和Pintmeas之间的差异值Pinterr。将功率误差信号Pinterr传递到调节器1240。调节器1240产生变换级占空比控制信号740Dccs，以使开关元件205A、205B、205C和205D可产生产生占空比D。
调节器1240的输出还耦合到反馈调节器1250，它的输出耦合到最大输入选择器1260的输入。最大输入选择器1260具有另一个输入，用于接收最低容许功率基准值Pintfloor。最大输入选择器1260在其输出上传递最高的输入值。最大输入选择器1260的输出是针对提供恒定的输出电流的模式M3-5中的功率Pint的基准值P3-5。最大输入选择器1260的输出耦合到最小输入选择器1220的第二输入1270。
输出信号控制器1020的恒定功率控制部分最小输入选择器1220还具有第三输入1280，用于接收在提供恒定的输出功率的模式M2-3中控制功率Pint的基准值P2-3。第三输入1280耦合到最小输入选择器1290的输出。
最小输入选择器1290具有多个输入，用以实现对SMPS100的最大功率的控制。因此，最小输入选择器1290包含了功率限制器1290。第一输入1300耦合成可接收预定的基准值Pconst。预定的基准值Pconst可设置为表示可由SMPS100传递的最大可能功率的值。在典型的情况下，Pconst例如可为1500瓦特。最大功率Pconst可以是在输出电压和输出电流沿图5中的点2和3之间的线时所输送的功率。
最小输入选择器1290第二输入1310耦合成可接收温度相关基准值P(T)。基准值P(T)是温度相关的，以便可以在温度增加时减少SMPS100的最大容许功率输送。相应地，将温度传感器1320置于SMPS100中合适的位置处，并且响应于所检测的温度，控制器1330产生温度相关功率基准值P(T)。有利地是，这种解决方法可以通过根据增加的温度削减所输送的功率，从而避免SMPS100中的元件过热。
最大功率P(T)可以是输出电压和输出电流沿图5中的点2’和3’之间的线时所输送的功率。值P(T)可与所测量的温度T线性相关，因此点2’沿图5中的恒定电压电平U1-2滑动，点3’沿图5中的恒定电流电平I3-4滑动。
最小输入选择器1290的第三输入1340耦合成可接收电压相关功率极限值P(Uin)。这样是为了在所接收的电功率的电压降低以防止SMPS100主电源从吸收过多的电流的情况下限制SMPS100的输出功率。这有利地提供了对由SMPS100经由输入端110吸收最大电流的有效控制，由此防止了SMPS100超过预定电流极限Iintmax。
根据实施例，电压相关功率极限值P(Uin)由器件1350产生，器件1350具有耦合成可接收表示电压Uin的信号Uinmeas的输入1360。
在本发明的一种形式中，器件1350具有第二输入1370，接收预定电流上限值Iinmax，器件1350用于将电流极限值Iinmax与所测量的电压值Uinmeas相乘，从而产生电压相关功率极限值P(Uin)。这种有利简便的方案提供了在主电源电压降低时减小的电压相关功率极限值P(Uin)，因此自动限制了SMPS100的功率消耗，使得它决不会吸收高于电流上限值Iinmax的电流。预定电流上限值Iinmax可以选择为使电流Iac保持在低于某一极限值以下的恒定值。或者，预定电流上限值Iinmax可选择成使变换级125的最大输出功率Pout(即图5中的功率P2-3)保持在低于某个阈值以下。这可通过决定输出功率阈值Poutmax、计算SMPS100的级115、120和125上的损失以及将要在输入1340上输送的阈值设定为表示输出功率阈值Poutmax与损失之和的值来实现。
输出信号控制器1020的恒定电流控制部分反馈调节器1250可产生功率基准值P3-4，使输出电流保持基本上恒定。这是根据电流值和表示变换级占空比D的反馈信号而实现的。电流值可以是测量的输出电流Iout或中间电流Iint。
采用估计的反馈信号的输出电流控制根据优选实施例，反馈调节器1250具有用于接收变换级占空比控制信号Dccs的第一输入和用于接收测量的中间电流值Iinymwas的第二输入，如图8B所示。在图8B的实施例中，基于中间电流Iint和变换级占空比D估计输出电流值Iout，并且反馈调节器1250可响应于所述估计的输出电流值Ioutest产生功率基准值P3-4，使输出电流保持基本上恒定。如以上结合表1所讨论的，根据等式(4)可得到估计的输出电流Ioutest。
图8C是说明如图8B所示的调节器1240和反馈调节器1250B的实施例的框图，调节器1240产生变换级占空比控制信号740。根据图8C的实施例，调节器1240包括占空比值生成器1240A，它适于根据功率误差信号Pinterr产生占空比值D。值D被传递到控制信号生成器1240B和反馈调节器1250B。反馈调节器1250B适于产生估计的输出电流Ioutest，估计的输出电流可如以上结合表1所讨论的根据等式(4)基于接收的值D和测量的中间电流值Ioutmeas而得到。反馈调节器1250B还适于响应于所述估计的输出电流值Ioutest产生功率基准值P3-4，使输出电流保持基本上恒定。
利用测量的反馈信号Ioutmeas的输出电流控制根据另一实施例，反馈调节器1250接收表示输出电流Iout的测量值735Ioutmeas。测量值735Ioutmeas可跨过如图7中所示的绝缘屏障传送。在此实施例中，反馈调节器1250具有用于接收测量值735Ioutmeas的输入，但是它不需要任何有关占空比D的信息。
变换级输出控制器1020在模式M1-2中的操作当变换级输出电压控制器1020工作于模式M1-2中时，其目的是提供如图5中点1和2之间所指示的恒定的输出电压。
当变换级输出电压控制器1020在模式M1-2中工作时，它使用基准值Uoutref。基准值Uoutref在加法器1200的输入1050(参见图8B)上传递。加法器1200还接收表示输出电压的值Uoutmeas作为负反馈信号。因此，加法器1200产生差异信号Uoutdiff，并将该信号Uoutdiff传递到带有传递函数GP1-2的框1210。框1210将控制信号P1-2传递到最小输入选择器1220的输入1215。可以理解，在模式M1-2中变换级输出电压控制器1020可使恒定的输出电压Uout维持在图5中所指示的U1-2的电平上。
当输入1215上的控制信号P1-2的值低于输入1280的值和输入1270的值时，则最小输入选择器1220设定输出Pintref等于P1-2。加法器1230将基准值Pintref与反馈信号即中间功率Pintmeas的测量值相比较，从而产生误差信号Pinterr。调节器1240响应于误差信号Pinterr产生变换级占空比控制信号740DCCS。
在此方式下，当变换级输出电压控制器1020工作于模式M1-2中时，变换级输出电压控制器1020根据输出电压Uout产生占空比D。
占空比的值D影响由变换级125所吸收的电流Iint量。因此，可控制电流Iint来响应占空比D。控制电流Iint还可以控制输出电压Uout。可显示出，输出电压Uout取决于电流Iint。因此，变换级输出电压控制器1020可以响应于占空比D控制输出电压Uout。
根据以下说明可直观地理解输出电压Uout依赖电流Iint的关系从以上等式(3)可以明白，在恒定电压模式M1-2中，对于给定的占空比D输出电流Iout直接与中间电流Iint成正比。因此，当电流Iint响应于占空比D而增大时，输出电流Iout也增大。只要负载可视为电阻性的或电抗性的负载，则增大的输出电流Iout可提供增大的电压Uout。
变换级输出电压控制器1020在模式M2-3中的操作在模式M2-3中的操作提供了恒定的输出功率。参照图5，当中间功率Pint达到在功率限制器1290的输入上所传递的最低极限功率电平时，便进入恒定的输出功率模式M2-3。
功率限制器1290和功率限制器1220的共同工作导致变换级输出控制器1020离开恒定电压模式M1-2而进入恒定功率模式M2-3，因而如图5中点2和3之间所指示的降低了输出电压。
变换级输出电压控制器1020在模式M3-5中的操作工作于模式M3-4中可提供恒定的输出电流Iout。参照图8B，当基准水平P3-5向功率限制器1220提供最低的值时，即当输入1270接收的功率基准值低于输入1215和1280上接收的时，便进入恒定的输出电流模式M3-4。参照图8B和图5，当输出电流限制器1260从框1250接收的基准值P3-4高于基准底值Pintfloor时，便进入恒定的输出电流模式M3-4。
采用估计反馈信号的输出电流控制根据优选实施例，反馈调节器1250具有用于接收变换级占空比控制信号DCCS的第一输入和用于接收测量的中间电流值Iintmeas的第二输入，如图8B所示。在图8B的实施例中，输出电流值Iout是基于中间电流Iint和变换级占空比D而估计的，反馈调节器1250可响应于所述估计的输出电流值Ioutest产生功率基准值P3-4，使输出电流保持基本上恒定。如上述结合表1所讨论的，根据等式(4)可以得到估计的输出电流Ioutest。
遗憾的是，已发现，当工作于模式M3-5并使用所述根据等式(4)估计的输出电流值Ioutest时，由于D的值较小的缘故，估计值Ioutest的精度降低。因此，如果响应于用等式(4)计算得到的估计的输出电流值而产生控制信号P3-5(图8B)的话，则当基于较小的D值估计时实际的输出电流会有波动。为避免不希望的实际输出电流Iout的波动，应当将过渡点4设定为合适的占空比阈值。
换句话说，在从使用控制信号P3-4到使用控制信号P4-5之间有一个过渡。根据本发明的实施例，输出电流限制器1260和反馈调节器1250共同工作，以便在占空比值D降到尚未达到某一占空比阈值时使此过渡出现。根据本发明的一个实施例，占空比阈值为0.4。
根据另一实施例，占空比阈值为0.2。根据优选实施例占空比阈值为0.1。
在有些情况下，当变换级125包括全桥200，信号740优选包括四个信号740A-D，它们用于调节全桥200的四个开关元件205A-D。为得到变换级125的期望的变换级占空比D，可编程数字电路600中的定时器确定脉宽调制信号740A-D。定时器包括数字计数器。全桥200的一条支路，由图2中垂直的开关元件对205A和205C(或205B和205D)构成，它产生到变压器210的一个端的脉冲串。全桥200的另一条支路，由图2的开关元件205B和205D(或205A和205C)构成，它向变压器210的另一端馈送相同的但是有相移的脉冲串。这在图9a-c中示意性地进行了说明。图9a说明了可编程数字电路600的数字计数器，它确定全桥200的输出电压。此外，图9a数字计数器还确定预调器120和变换级125中的完整采样序列。图9b显示了在全桥200的一条支路的中点上作为时间函数的电压，即开关元件205A和205C之间(或205B和205D之间)的电压。图9c显示了在全桥200的另一条支路的中点上作为时间函数的电压，即开关元件205B和205D之间(或205A和205C之间)的电压。因此，图9b和9c中所示的电压之间的差异是跨过变压器210原边的电压Uprimary。通过相对于彼此相移图9b和9c中所说明的电压，可改变变换级占空比D。当如图9b所示的电压为正时，开关元件205A导通，而开关元件205C断开。同样，当如图9c所示的电压为正时，开关元件205B导通，而开关元件205D断开。因此，通过相对于脉宽调制信号740B和D相移脉宽调制信号740A和C，可控制全桥200产生期望的变换级占空比D。由开关元件205A-D接收的脉宽调制信号740A-D优选为50％或稍低的占空比。通过使用稍低于50％的占空比，全桥200中同一条支路的开关元件205A和205C(205B和205D)同时接通的危险可得以降低。此外，在相同支路的开关元件205A和205C(205B和205D)中没有一个接通的期间所产生的短时间段由此可用于对开关元件205A和205C(205B和205D)中的输出电容器重新充电，提供开关元件205的软开关。
预调器120和变换级125的开关元件(如开关元件420和205A-D)可优选实现为功率晶体管，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅极双极型晶体管(IGBT)、结型场效应晶体管(JFET)或双极型晶体管。可编程数字电路600可有利地实现为数字信号处理器(DSP)、现场可编程门阵列(FPGA)或实现为任何其它可以足够高的速度提供信号处理的可编程数字电路。
在不背离本发明的精神的情况下，上述SMPS100可以多种形式变化。例如，变换级125可以是回扫型转换器。预调器120则最好可省略，回扫转换器的开关元件可由可编程数字电路600控制。在另一实施例中，变换级125可以是DC/AC转换器，SMPS100则可以是逆变器。此外，图7中所述的SMPS100是单相SMPS。然而，本发明同样适用于三相SMPS。在三相SMPS中，二极管桥110最好可省略，并且预调器120优选包括六个不同的开关元件420，各个开关元件受数字可编程电路600控制。或者，两个或两个以上不同的数字可编程电路600可用于三相SMPS100的控制。
在典型的电源系统中，许多SMPS100连接到一个所施加的负载所连接的分配单元。图10中示意性说明了电源系统1000。三个SMPS100A-C的输出以及电池1005并联连接到分配单元1010的输入。两个不同的负载1015A-B连接到分配单元1010的输出。
图10A描述了如图10所示分配单元1010的示范性简化示意图。多个保险丝1012并联连接到运送电源系统1000的功率的输入线1011上，由此各个负载(如1015A和1015B)连接到保险丝上。这使得单独的负载可以相互独立平稳地工作，并可保护系统不受由特定负载所导致的故障或短路的影响。显然，连接到分配单元1010的SMPS100的数量以及负载1015的数量可以取任何值。监控单元1025还可包括在该系统中，监控单元1025可通过信令连接1030的方式与电源系统1000所有部件或一些部件通信。监控单元1025可用于监视和控制SMPS100A-C以及用于监视电池1005。监控单元1025例如可通过调节SMPS100A-C的输出电压来控制SMPS100A-C之间共用的有源负载。此外，SMPS100A-C的输出电压Uout优选随电池1005的温度变化而调节。这可通过例如向SMPS100A-C发送输出电压基准值来进行。
通过在电源系统1000中将多个SMPS100互连接，可得到几项优点，例如使电源系统1000的容量适应于所施加负载1015的要求的冗余和可能性。在电源系统1000中，其中以数字方式控制SMPS100，还可以得到其他优点，例如提高的灵活性。大量参数(例如所测量的参量的测量值)可容易地从SMPS100发送到监控单元1025，因此给监控单元1025提供了重要的信息。此外，监控单元1025可容易地修正确定SMPS100的操作的参数。
通过将数字控制引入包括在电源系统1000中的SMPS100还获得的另一个优点是，可以同步进行SMPS100的重启。在短路或过载的情况下，为使损失降到最小并防止电缆发热常需要降低电源系统1000的输出电流。这可例如通过不断地将SMPS100的Iout降低到适当低于最大输出电流的值来得到。然而，随后在去除了短路或过载时可能难以重启负载，这是因为所降低的电流太低而无法供给负载1015的缘故。
降低电源系统1000输出电流的另一种方法可以是完全切断SMPS100一段时间，然后再进行重启。如果在重启尝试时短路或过载条件仍存在，则再一次切断SMSP。在电源系统的一个实施例中，每隔10秒进行一次重启尝试。在短路或过载条件中，并且如果短路或过载条件还存在的情况下，则1秒之后再一次切断SMPS100。不过，这些时间周期显然是根据应用所需或者短或者长。
当在短路或过载条件后重启SMPS100时，重要的是包括在电源系统1000中的所有SMPS100的重启要同步。如果重启不同步的话，则会出现很大的危险即在任意时刻上由打开的SMPS100所提供的输出电流不足以供给负载1015，从而导致重启尝试将不成功。在很多情况下，负载1015是启动快且吸收恒定功率的电子负载，于是在电压低的时候(如刚启动时)会吸收更多的电流。因而电源系统1000可快速启动并在启动之后立即提供满输出电流是非常重要的。因此，SMPS100的重启最好应该同步。
电源系统1000的SMPS100的同步重启可有利地采用50/60Hz主频率(或其它主频率)。电源系统1000中的每个SMPS100的可编程数字电路600可具有主电压Uac的测量值，或输入电压Uin的测量值，基于这些值可编程数字电路600可确定已经过了另一个主电压周期Tuac的时间。在采用主频率作为同步的基础时，SMPS启动时间之间的差异在大部分情况下足够小，即便SMPS100在不同的主电压相位上也是如此。
主电压Uac在不同的主电源网络可以较宽的范围变化，并且曲线形状可随负载1015而改变。此外，主电压Uac中还存在纹波。因此，必须提供一种确定另一个主电压周期Tuac的经过的有效模式。这可通过检查主电压的测量值是否位于某稍微狭窄的电压区间Iu来进行。如果位于该区间的话，则直到已经过了时间Tjump后才进行下一测量，其中，时间Tjump对于已经过在同一周期Tuac内的同一电压区间Iu的电压而言足够长，但是对于下一个还未开始的周期Tuac而言足够短。在工作于50Hz并提供230V的主电压网络中，电压区间Iu可以为如80V和90V之间的间隔，tjump可以取值如16ms。则SMPS100的启动时间相差不会超过20ms。在包括SMPS100的系统中，其中SMPS100包括输入上的二极管桥115，整流输入电压Uin优选用于同步SMPS100的重启。Uin的周期Tuin只有Uac周期的一半。因此Tjump可以降低一半，并且包括在电源系统1000中的SMPS100的启动时间相差更不用说。
图11说明了在短路或过载情况下可用于电源系统1000的各个SMPS100重启的示意流程图。在图11中所提供的示例中，整流电压Uin的频率用作同步的基准。在步骤1100中，检测是否存在过载或短路条件。如果这种条件持续的时间比某时间周期长的话，该时间周期比如为一分钟，则进入步骤1105，在该步骤中，切断SMPS100。随后进入步骤1110，在该步骤中将数字定时器设定为某一起始值。然后在步骤1115中进行输入电压Uin的测量。在步骤1120中，则检查Uin的测量是否在电压区间Iu内。如果不在，再次进入步骤1115。然而，如果Uin的测量在Iu内，则进入步骤1125，在该步骤中数字定时器减一。随后在步骤1130中检查数字定时器的值是否大于零。如果不大于零，进入步骤1135，在此步骤中处理进入tjump的等待状态。当过了tjump后，再次进入步骤1115。然而，如果在步骤1130中发现数字定时器为零，在步骤1140重启SMPS100。然后，进入步骤1145，在该步骤中检查过载或短路条件是否仍然存在。如果还存在，再次进入步骤1105。如果不存在，则恢复SMPS100的正常工作。图11中所述的处理优选由电源系统1000的各个SMPS100中的可编程数字电路600执行。如果在电源系统1000的各个SMPS100中图11所述的处理开始于相同的时间，则SMPS100的启动时间将会在时间上相互非常接近。
本领域的技术人员会理解，本发明不限于附图和以上详细说明中所公开的实施例，提供这些实施例仅为了说明目的，本发明可以许多不同的方式来实现，并通过以下权利要求来限定。
权利要求
1.一种开关式电源(100)，具有用于接收电功率的输入端(110)和用于传递具有输出电压和输出电流的输出信号的输出端(135)；其中，用绝缘屏障(140)将所述输入端(110)与所述输出端(135)隔开，使得在绝缘屏障(140)的原边上提供所述输入端(110)，而在绝缘屏障(140)的副边上提供所述输出端(135)；所述开关式电源包括耦合在所述输入端和输出端之间的变换级(125)，所述变换级具有至少一个可控制的第一开关元件(205)，它用于产生变换级占空比(D)，以使所述变换级(125)产生所述输出信号，和可编程数字电路(600)，用于根据在绝缘屏障(140)的所述原边上获得的至少一个信号(Uin、Iin、Uint、Iint、Uac)来控制所述第一开关元件(205)，所述可编程数字电路设置在所述绝缘屏障的所述原边上。
2.一种开关式电源(100)，具有用于接收电功率的输入端(110)和用于输送具有输出电压和输出电流的输出信号的输出端(135)；其中用绝缘屏障(140)将所述输入端(110)与所述输出端(135)隔开，使得在绝缘屏障(140)的原边上提供所述输入端(110)，而在绝缘屏障(140)的副边上提供所述输出端(135)；所述开关式电源包括耦合在所述输入端和输出端之间的变换级(125)，所述变换级具有至少一个可控制的第一开关元件(205)，用于产生变换级占空比(D)，以使所述变换级(125)产生所述输出信号，和可编程数字电路(600)，用于根据至少一个信号来控制所述开关元件(205)。
3.根据权利要求2所述的开关式电源，其特征在于，所述可编程数字电路设置在所述绝缘屏障的原边。
4.根据权利要求1、2或3所述的开关式电源，其特征在于，所述变换级可工作于用于输送基本上恒定的输出功率的模式(M2-3)；和所述变换级可工作于用于输送基本上恒定的输出电流的模式(M2-5)。
5.根据权利要求1、2、3或4所述的开关式电源，其特征在于，所述可编程数字电路包括用于接收表示所述变换级的输入电流(Iint)的信号(725)的装置；所述可编程数字电路适于从表示所述变换级的输入电流(Iint)的所述信号导出所述输出电流(Iout)；和所述可编程数字电路还适于在第一开关元件的控制下利用所述输出电流(Iout)的所述导出的值(Ioutest)。
6.根据权利要求1-5中任一项所述的开关式电源，其特征在于还包括变换级输出控制器(1020)，它适于控制变换级占空比值(D)；所述变换级输出控制器(1020)至少部分地用所述可编程数字电路(600)来体现。
7.根据权利要求4、5或6中任一项所述的开关式电源，其特征在于，所述可编程数字电路还适于根据输出电流的所述导出值(Ioutest)和表示变换级占空比(D)的所述信息操作变换级，使得可输送基本上恒定的输出电流(Iout)。
8.根据权利要求7所述的开关式电源，其特征在于，所述可编程数字电路还适于允许在占空比值(D)高于预定阈值时根据所述导出的输出电流值(Ioutest)和表示变换级占空比(D)的所述信息来操作变换级，使得输送基本上恒定的输出电流。
9.根据权利要求7所述的开关式电源，其特征在于，预定阈值为0.4或更低的值。
10.根据权利要求1-9中任一项所述的开关式电源，其特征在于，所述变换级是DC/DC变换级。
11.根据权利要求1-10中任一项所述的开关式电源，其特征在于，所述变换级包括四个设置在全桥(200)中的开关元件(205A-D)，所述可编程数字电路适于控制所述四个开关元件。
12.根据权利要求11所述的开关式电源，其特征在于，所述可编程数字电路适于产生一个脉宽调制信号(740)，并将一个脉宽调制信号(740)发送到所述四个开关元件中的每一个中；和所述可编程数字电路还适于确定所述四个脉宽调制信号的两个(740A、740C；740B、740D)相对于所述四个脉宽调制信号的另两个(740B、740D；740A、740C)的相移，所述相移是基于所述全桥的占空比的期望值来确定的。
13.根据权利要求1-12中任一项所述的开关式电源，其特征在于，所述可编程数字电路适于在确定开关式电源的重启尝试的时间时采用主频率。
14.根据权利要求1-13中任一项所述的开关式电源，其特征在于，所述可编程数字电路适于接收表示开关式电源的输入端所连接的主电压的信号；和所述可编程数字电路还适于在确定由所述开关式电源输送的最大功率时使用所述信号。
15.根据权利要求1-14中任一项所述的开关式电源，其特征在于，所述变换级输出控制器(1020)适于控制变换级占空比值(D)，使得变换级操作于用于输送基本上恒定的输出电压的模式(M2-3)。
16.根据权利要求1-15中任一项所述的开关式电源，其特征在于，使用至少一个光耦合器(705)来跨过绝缘屏障传输至少一个信号(710、715、720、725、730、735、740、745)。
17.根据权利要求1-16中任一项所述的开关式电源，其特征在于，所述开关式电源包括用于测量参量的装置；用于产生所述参量的基准值的装置；用于产生所述测量值与所述参量的基准值之间差异的装置；以及所述可编程数字电路包括将所述参量的基准值与测量值之间的所述差异转换成数字表示的装置。
18.根据权利要求17所述的开关式电源，其特征在于，所述参量是开关式电源的输出电压；和所述可编程数字电路还适于在第一开关元件的控制中利用所述差异。
19.根据权利要求2-18中任一项所述的电源，其特征在于，在绝缘屏障(140)的所述原边上存在至少一个信号(Uin、Iin、Uint、Iint、Uac)，所述可编程数字电路设置在所述绝缘屏障的所述原边上。
20.根据权利要求2或19所述的电源，其特征在于，从辅助处理器770获得的输出电压(Uout)和输出基准电压信号(Uoutref)是设置在副边上的差分放大器(760)的输入信号，以产生跨过绝缘屏障传输到原边上的可编程数字电路(600)的模拟输出误差信号(Uouterr)，由此所述至少一个信号为输出误差信号(Uouterr)。
21.根据权利要求2或20所述的电源，其特征在于，差分放大器是具有相对于更低频率分量而放大更高频率分量的传递函数特征的频率相关。
22.根据权利要求2或20所述的电源，其特征在于，差分放大器是具有衰减更低频率分量而放大更高频率分量的传递函数特征的频率相关。
23.根据权利要求21或22所述的电源，其特征在于，输出电压(Uout)是差分放大器(760)的唯一输入，其中放大器的输出信号Uoutamp馈送到可编程数字电路(600)中，在可编程数字电路(600)内产生输出基准电压信号Uoutref。
24.一种电源系统(1000)，它包括第一开关式电源(100A)，具有接收电功率的第一输入端(110)和输送第一输出信号的第一输出端(135)；第二开关式电源(100B)，具有接收电功率的第二输入端(110)和输送第二输出信号的第二输出端(135)；和分配单元(1010)具有分配单元输入，它耦合到所述第一输出端(135)和所述第二输出端(135)；和至少一个分配单元输出，用于向负载提供转换的电功率；所述分配单元输出耦合到所述分配单元输入上；其中用第一绝缘屏障(140)将所述第一输入端(110)与所述第一输出端(135)隔开，使得在第一绝缘屏障(140)的原边上提供所述第一输入端(110)以及在第一绝缘屏障(140)的副边上提供所述第一输出端(135)；所述第一开关式电源包括耦合在第一输入端和第一输出端之间的第一变换级(125A)，所述第一变换级具有至少一个可控制的第一开关元件(205)，用于产生第一变换级占空比(DA)，使所述第一变换级(125)产生所述第一输出信号，所述第一开关式电源还包括第一可编程数字电路(600)，用于根据第一绝缘屏障(140)的所述原边上的至少一个信号(Uin1、Iin1、Uint1、Iint1、Uac1)来控制所述第一开关元件(205)，所述第一可编程数字电路设置在所述第一绝缘屏障的所述原边上；和其中用第二绝缘屏障(140)将所述第二输入端(110)与所述第二输出端(135)隔开，使得在第二绝缘屏障(140)的原边上提供所述第二输入端(110)和在第二绝缘屏障(140)的副边上提供所述第二输出端(135)；所述第二开关式电源(100)包括耦合在第二输入端(110)和第二输出端(135)之间的第二变换级(125)，所述第二变换级具有至少一个第二开关元件(205)，用于产生第二变换级占空比(DB)，使所述第二变换级(125)产生所述第二输出信号，所述第二开关式电源还包括第二可编程数字电路(600)，用于根据至少一个在第二绝缘屏障(140)的所述原边上获得的信号(Uin2、Iin2、Uint2、Iint2、Uac2)来控制所述第二开关元件，所述第二可编程数字电路设置在所述第二绝缘屏障的原边上。
全文摘要
本发明涉及采用可编程数字控制的开关式电源，并涉及包括提供多个开关式电源的电源系统。用绝缘屏障将开关式电源系统的输入端和输出端隔开，并且开关式电源包括具有至少一个开关元件的变换级。变换级的开关元件以及可能的预调节器的任何开关元件由可编程数字电路控制。在开关式电源的一个实施例中，可编程数字电路设置在所述第二绝缘屏障的原边上。
文档编号H02M3/335GK1663093SQ03815039
公开日2005年8月31日 申请日期2003年4月29日 优先权日2002年4月29日
发明者A·汉松, T·萨尔斯特伦, J·马, M·安德松 申请人:埃默森网络电能系统股份公司