磁阻电机的控制的制作方法

专利名称：磁阻电机的控制的制作方法
技术领域：
本发明涉及电机的控制，更具体地且非排他性地，涉及不具有机械轴位置传感器的电机。


图1a和1b示出了传统的两相开关磁阻电动机，其包括定子2，具有两对相对安置的指向内部的凸出极3、4，其提供有对应于两个相位的两对赋能绕组5、6；和转子7，具有一对相对安置的指向外部的凸出极8，其不具有绕组。四个赋能绕组的每一个是绕其相应的极缠绕的，如符号Y-Y和符号X-X所指出的，Y-Y表示绕组对6的每个绕组的两个径向相对的部分，X-X表示绕组对5的每个绕组的两个径向相对的部分。提供了激励电路(未示出)，用于通过与转子旋转同步地交变地赋能定子绕组来在定子2中旋转转子7，由此，在由绕组产生的磁场中，由转子7使其自身布置在具有最小磁阻的位置的趋势，建立了转矩，如下文将更加详细描述的。该可变磁阻电动机提供的优于传统绕线转子电动机之处在于，不需要用以向转子提供电流的整流器和电刷，其是易损部件。而且，所提供的其他优点在于，由于在转子上不存在导体，使得不需要高成本的永磁体。
图1a和1b中的符号+和B示出了处于两个交变激励模式中绕组中的电流方向，其中转子7被吸引到水平位置，或者被吸引到垂直位置，如图中所示。应认识到，转子7的旋转需要对绕组对5和6的交变赋能，优选地，在任一时间仅赋能一个绕组对5或者6，并且在该赋能过程中，通常仅在一个方向上向绕组对5或者6中的每一个提供电流。然而，如果需要产生有用的转矩，则可对绕组进行赋能仅持续最大为每周旋转时间的一半，因此对于该电动机，电路的高利用率是不可能的。
相比之下，全节距(fully pitched)可变磁阻电动机，其如J.D.Waleand C.Pollock，“Novel Converter Topologies for a Two-Phase SwitchedReluctance Motor with Fully Pitched Windings”，IEEE Power ElectronicsSpecialists Conference，Baveno，June 1996，pp.1798-1803所述并如图2a和2b(其中相同的参考数字用于表示图1a和1b中相似的部件)所示出，包括两个绕组10和11，这两个绕组10、11具有两倍于电动机极节距的节距，其在所说明的示例中是180°，并且相互成90°安置。绕组11可以缠绕成使得该绕组在转子7一侧的一部分填充了限定在极对3、4的相邻极之间的定子槽12，且绕组11在转子7的径向相对侧的另一部分填充了限定在极对3、4的两个另外相邻极之间的定子槽13。绕组10具有填充了径向相对的定子槽14和15的相应部分。这样，两个绕组10和11跨越了电动机的宽度，其中绕组10、11的轴相互成直角。
而且，在图2a和2b中示出了对应于转子7的水平和垂直位置的该电动机的两个交变的激励模式，从中将认识到，绕组10、11在两个激励模式中均被赋能，然而，鉴于绕组10中的电流方向在两个模式中是相同的，而绕组11中的电流方向在两个模式之间发生改变。由于在两个模式中均向两个绕组10、11提供电流，并且由于每个绕组10或11占有总定子槽区域的一半，因此该系统可以实现其槽区域的100％的利用率。这与利用上文所述的传统绕线式可变磁阻电动机实现的50％的利用率形成对比，在后者中，任一时间仅对一相绕组进行赋能。而且，由于不需要改变绕组10中的电流方向，因此可以向绕组10(其可被称为励磁绕组)提供不需要任何转换的直流电流，其导致了所使用的激励电路的简化。
然而，绕组11(其可被称为电枢绕组)必须通过与转子位置同步交变的电流进行赋能，以便于确定所需用于交替地将转子吸引至水平位置和垂直位置的定子磁通量的变化方向。在该电动机中对向电枢绕组提供交流电流的需要可以导致具有高的复杂性和成本的激励电路。
WO 98/05112公开了全节距磁通量开关可变磁阻电动机，其具有配备了励磁绕组10和电枢绕组11的四极定子2(如图3a中概略性示出的)，其中励磁绕组10和电枢绕组11中的每一个均分为紧密耦合(利用基本上独立于转子位置的耦合)和缠绕的两个线圈22和23或者24和25，由此该两个线圈的径向相对的部分均安置在径向相对的定子槽中。
图3b示出了用于赋能电枢线圈24和25的概括性电路图。线圈24和25在电路中被连接成使得提供给端子26和27的直流电流以相同的方向流过线圈24和25，以便于产生相反方向的磁动势(magnetomotive)作为线圈的反向绕组的结果。开关28和29(其可以包括例如，场效应晶体管或者绝缘栅双极型晶体管)与线圈24和25串联连接，并且被交替地开关，以实现线圈24和25的交变赋能，从而提供所需的作用于相反方向的磁动势。该布置的一个优点在于，电枢绕组是由两个紧密耦合的线圈制成的，其使得每个线圈能够通过仅处于一个方向的电流进行赋能，由此可以使用相对简单的激励电路。在电动交流发电动机中也提供了相似的布置。
由WO 98/05112所引入的电路中的简化实现了简单的和低成本的电子电动机控制。为了自在WO 98/05112公开的电机中获得最优性能，需要位置测定装置来确定转子的位置，并由此确定开关28和29的正确的状态，用于所需方向上的连续旋转。在传统的磁通量开关电机中，位置测定装置可由安装在电机定子上的光学传感器提供，其观察具有反射或透明部分的码盘的旋转。该光学传感器提供了与转子旋转同步变化的电信号。可替换地，定子上的传感器可以响应于磁极性，诸如霍尔效应(Hall effect)设备，并且转子上的码盘可以包括表示转子齿的磁性图。编码磁盘连同转子的旋转产生了固定传感器中的电信号，其与转子的旋转同步改变。许多其他形式的位置测定装置对于本领域的技术人员而言也是已知的，但是它们全都受到机械对准误差问题的影响。在电机的制造过程中，固定传感器必须安装到电机定子的已知或者预定的位置处。而且，码盘必须也安装到转子上相对于转子极处于已知或者预定的角度位置处。这需要具有高度精确性的制造过程，因此其不易于在低成本下实现。
该位置测定布置是普遍使用的，但是具有显著的机械复杂性，并且不总是具有低的制造成本。而且，由于开关相对于转子位置的时序对于电动机的性能有直接的影响，因此必须实现具有精确的编码传感器盘对转子的对准以及电子拾取器(光学的或者霍尔效应的)在定子上的定位。随着转子运转速度的增加，该对准具有更大的重要性。完全基于对定子或其电绕组的直接和间接的电气测量的转子位置检测系统是优选的，这是因为其中不存在出现机械错误的可能性。
在无刷电动机中不使用机械传感器的某些现有技术转子位置检测方法取决于反电动势(back emf)波形重构，用以寻找反电动势的过零点。该重构技术严重地依赖于对电枢绕组的电阻和电感的精确模型，用以确保精确的反电动势波形的再现。由于电阻将在制造公差内变化并随温度显著变化，且电感将随制造公差变化并显著随电流电平变化，因此，在不具有很大的成本和复杂性的前提下，该方法是非常难于实现的。在任何由励磁绕组提供励磁电动势的磁通量开关电机中，由于励磁电动势的非恒定的值，使得反电动势检测方法是更加复杂的。
其他现有技术的方法使用了，将高频信号注入到源绕组中的正常监测电流的顶部。在源绕组中或者在其他的具有复杂的滤波和信号处理电子装置的绕组中，可以对高频电流相对于位置的调制进行解码。另外的现有技术方法使用了关于磁通量和电流之间的关系的详细的电动机模型，该模型允许考虑非线性电流的依赖关系。然而，该方法仍然取决于非常精确的磁通量测量，其需要精确的电子电路以及在所有测量时间的精确绕组电阻值。所有现有技术的方法都需要复杂的电子电路，并且需要某些关于电机的详细知识，以及其对物理参数(诸如温度)的依赖性。
在US5821713中公开了确定电动机转子相对于定子的位置的另外的现有技术的方法，其使用由电动机绕组中的电流梯度的变化(该梯度变化是由电动机的相同绕组的自感中取决于转子位置的变化而引起的)，用以估计转子的位置。由于自感不随转子的旋转位置而发生显著的变化，因此该方法不能应用于磁通量开关电动机。
本发明的优选实施例试图克服上述的现有技术的缺陷，并且特别地试图提供一种电机，该电机具有简单的控制电路并具有位置测定装置，该位置测定装置可以不需要转子上的码盘或者安装在相对该电机定子的特定机械位置的测定设备而进行操作，并且不需要复杂的电子电路，并且可以工作在其中绕组自感不随位置显著改变的电动机中。
根据本发明的一个方面，提供了一种用于将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机，该电机包括转子，其具有多个转子极；定子，用于以可旋转方式接收所述转子，并且具有用于在所述转子和所述定子之间产生第一磁动势的场磁体装置，该定子并入了至少两个电绕组，其中至少一个是电枢绕组，该电枢绕组适于承载与所述转子相对于所述定子的旋转同步变化的电流，用以产生变化的第二磁动势，该第二磁动势具有横向于所述第一磁动势的分量；控制装置，用于控制给该所述电枢绕组或每个所述电枢绕组的电流供应；和位置测定装置，用于检测取决于所述转子相对于所述定子的旋转位置的至少一个感应第一电信号，该所述第一电信号或者每个所述第一电信号是通过跨越至少一个其他所述绕组的电压而被感应在所述绕组的各自绕组中，所述电压是用于将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机正常操作的要求，用以由此向所述控制装置提供至少一个第二电信号，该第二电信号表示所述转子相对于所述定子的旋转位置。
通过提供用于检测取决于所述转子相对于所述定子的旋转位置的至少一个感应第一电信号，该所述第一电信号或每个所述第一电信号是通过跨越至少一个其他所述绕组的电压而被感应在所述绕组的各自绕组中，所述电压是用于将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机正常操作的要求，用以由此向所述控制装置提供至少一个第二电信号，该第二电信号表示所述转子相对于所述定子的旋转位置，这样提供的优点在于，该互感第一电信号或者每个互感第一电信号显著地变化，这使得有可能产生至所述控制装置的至少一个第二电信号，该第二电信号表示所述转子相对于所述定子的旋转位置。这样，提供的优点在于，不需要在制造过程中要求高度精确性的机械转子位置检测器或者要求显著成本和复杂性的反电动势波形重构。这接下来提供的优点在于，并入了该装置的电机的成本可以显著减少。
在优选实施例中，所述定子具有多个定子极，并且至少一个所述电枢绕组被缠绕成具有对应于多个定子极节距的节距。
优选地，所述场磁体装置包括至少一个励磁绕组，其适于同包含至少一个所述电枢绕组的电路串联或者并联连接。
这提供的优点在于，通过提供控制励磁绕组和电枢绕组的赋能的适当开关布置，可以简化控制绕组赋能的电子电路。
该位置测定装置可以适于检测来自至少一个所述励磁绕组的至少一个互感第一电信号。
这提供的优点在于，通过允许将单向赋能施加到该励磁绕组或每个励磁绕组并且允许将改变方向的赋能施加到该电枢绕组或每个电枢绕组，简化了控制电路。
在优选实施例中，该位置测定装置适于检测至少一个所述互感第一电信号何时通过至少一个阈值，用以产生至少一个第二电信号。这提供的优点在于，表示转子旋转位置的该至少一个第二电信号不会受到将影响至少一个互感第一电信号幅度的电机条件变化的影响。
该位置测定装置可以适于，当电机的电绕组由基本均匀的电压进行赋能时和/或当所述绕组没有由作为用以将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机正常操作要求的电压进行赋能时，检测至少一个互感第一电信号何时通过至少一个各自的阈值。
这提供的优点在于，由于当至少一个电枢线圈由基本均匀的电压或者零电压进行赋能时，电机的各自第二绕组中的至少一个互感第一电信号的状态中的变化基本上应归于第二绕组和电枢绕组之间的耦合中的变化，因此可以容易地检测由耦合中的变化引起的互感第一电信号通过该阈值或每个阈值。
该位置测定装置可以适于通过确定在所述转子的预定旋转周期期间、在至少一个电机绕组中、至少一个互感第一电信号大于或者小于至少一个各自阈值的时间的相对比例，确定何时开始和/或结束该至少一个所述电枢绕组的赋能。
该位置测定装置可以适于控制至少一个所述电枢绕组的赋能的时序，用以维持在预定的限制内、在至少一个电机绕组中、至少一个互感第一电信号大于或者小于至少一个各自阈值的时间的相对比例。
该预定的限制可以适于取决于所述电机的输出性能进行变化。
该位置测定装置可以适于借助于输入到所述控制装置的至少一个误差信号来控制所述赋能的时序。
该位置测定装置可以适于响应于在预定周期期间对至少一个互感第一电信号通过阈值的检测的失败，选择性地控制所述赋能的时序。
该位置测定装置可以适于检测至少一个所述互感第一电信号何时通过至少一个各自阈值，用以产生至少一个所述第二电信号，该至少一个所述阈值是相应的所述互感第一电信号的平均值的函数。
该位置测定装置可以适于从在电机电绕组中出现的电流变化的速率中提取取决于所述转子相对于所述定子的旋转位置的至少一个互感第一电信号，该电流变化是作为跨越电机的一个或者多个其他所述电绕组的电压的存在结果而出现。
该位置测定装置可以包括至少一个各自的线圈，其适于磁耦合到由承载通过至少一个所述绕组的电流的导线产生的磁场。
这提供的优点在于，由于跨越所述线圈的电压可以用作相应的互感第一电信号，因此，可以简化从在电机的电绕组中出现的电流中对取决于所述转子相对于所述定子的旋转位置的该互感第一电信号或每个互感第一电信号的提取。在另外的实施例中，该位置测定装置适于获得与至少一个所述互感第一电信号相关的数据，并且将所述数据同与至少一个已知转子位置相关的数据进行比较。
该位置测定装置可以适于通过在电机的至少一个其他电绕组被赋能时确定至少一个电绕组中的至少一个互感第一电信号，提供表示处于停顿的转子的旋转位置的至少一个所述第二电信号。
该控制装置可以适于响应于来自所述位置测定装置的、所述转子停顿时产生的至少一个第二电信号，使所述转子相对于所述定子移动至稳定平衡的位置。
该位置测定装置可以适于通过在电机的至少一个其他电绕组被赋能时观察至少一个所述电绕组中的各自互感第一电信号，指出所述转子相对于所述定子的稳定平衡的最接近位置。
该位置测定装置可以适于通过间歇地对至少一个所述互感第一电信号进行采样来监视所述信号。
该位置测定装置可以适于通过间歇地对至少一个所述第二电信号进行采样来监视所述信号。
根据本发明的另一方面，提供了一种控制用于将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机的方法，该电机包括转子，其具有多个转子极；和定子，用于以可旋转方式接收所述转子，并且具有用于在所述转子和所述定子之间产生第一磁动势的场磁体装置，该定子具有至少两个电绕组，其中至少一个是各自的电枢绕组，该电枢绕组适于承载与所述转子相对于所述定子的旋转同步变化的电流，用以产生变化的第二磁动势，该第二磁动势具有横向于所述第一磁动势的分量，该方法包括以下步骤检测取决于所述转子相对于所述定子的旋转位置的至少一个感应第一电信号，该所述第一电信号或者每个所述第一电信号是通过跨越至少一个其他所述绕组的电压而被感应在所述绕组的各自绕组中，所述电压是用于将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机正常操作的要求；提供表示所述转子相对于所述定子的旋转位置的至少一个第二电信号；和响应于至少一个所述第二电信号，控制给该所述电枢绕组或每个所述电枢绕组的电流供应。
该方法可以进一步包括以下步骤检测来自至少一个所述励磁绕组的至少一个互感第一电信号。
该方法可以进一步包括以下步骤检测至少一个所述互感第一电信号何时通过至少一个阈值，用以产生至少一个所述第二电信号。
该方法可以进一步包括以下步骤当电机的电绕组由基本均匀的电压进行赋能时和/或当所述绕组没有由作为用以将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机正常操作要求的电压进行赋能时，检测至少一个互感第一电信号何时通过至少一个各自的阈值。
该方法可以进一步包括以下步骤通过确定在所述转子的预定旋转周期期间、在至少一个电机绕组中、至少一个互感第一电信号大于或者小于至少一个各自阈值的时间的相对比例，确定何时开始和/或结束该至少一个所述电枢绕组的赋能。
该方法可以进一步包括以下步骤控制至少一个所述电枢绕组的赋能的时序，用以维持在预定的限制内、在至少一个电机绕组中、至少一个互感第一电信号大于或者小于至少一个各自阈值的时间的相对比例。
该方法可以进一步包括以下步骤取决于所述电机的输出性能来改变所述预定的限制。
该方法可以进一步包括以下步骤借助于至少一个误差信号来控制所述赋能的时序。
该方法可以进一步包括以下步骤响应于在预定周期期间对至少一个互感第一电信号通过阈值的检测的失败，选择性地控制所述赋能的时序。
该方法可以进一步包括以下步骤检测至少一个所述互感第一电信号何时通过至少一个各自阈值，用以产生至少一个所述第二电信号，该至少一个所述阈值是相应的所述互感第一电信号的平均值的函数。
该方法可以进一步包括以下步骤通过从在电机电绕组中出现的电流变化的速率，提取取决于所述转子相对于所述定子的旋转位置的至少一个互感第一电信号，该电流变化是作为跨越电机的一个或者多个其他所述电绕组的电压的存在结果而出现。
该方法可以进一步包括以下步骤获得与至少一个所述互感第一电信号相关的数据，并且将所述数据同与至少一个已知转子位置相关的数据进行比较。
该方法可以进一步包括以下步骤通过在电机的至少一个其他电绕组被赋能时确定至少一个电绕组中的至少一个互感第一电信号，提供表示处于停顿的转子的旋转位置的至少一个所述第二电信号。
该方法可以进一步包括以下步骤响应于来自所述位置测定装置的、所述转子停顿时产生的至少一个第二电信号，使所述转子相对于所述定子移动至稳定平衡的位置。
该方法可以进一步包括以下步骤通过在电机的至少一个其他电绕组被赋能时观察至少一个所述电绕组中的各自互感第一电信号，指出所述转子相对于所述定子的稳定平衡的最接近位置。
该方法可以进一步包括以下步骤通过间歇地对至少一个所述互感第一电信号进行采样来监视所述信号。
该方法可以进一步包括以下步骤通过间歇地对至少一个所述第二电信号进行采样来监视所述信号。
根据本发明的另一方面，提供了一种确定电机的至少一个绕组中的电流变化的速率的方法，该电机用于将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能，该方法包括监视感应在至少一个各自线圈中的电压，该线圈磁耦合到由承载所述电流的导线产生的磁场。
现在，通过参考附图，将仅借助于示例描述本发明的优选实施例，在附图中图1a和1b示出了现有技术的两相可变磁阻电动机的解释性示图，在图1a和图1b中示出了两个激励模式；图2a和2b示出了现有技术的磁通量开关电机的解释性示图，在图2a和图2b中示出了两个激励模式；图3a示出了关于WO 98/05112中公开的现有技术的两相可变磁阻电动机的定子绕组的解释性示图；图3b用于激励图3a的绕组的激励电路的电路图；图4体现了本发明的电机中使用的磁通量开关电动机的示图，其具有8极定子和4极转子；图5a、5b和5c示出了用于赋能本发明实施例的磁通量开关电动机的电枢绕组的电路布置的电路图；图6a和6b示出了用于赋能本发明实施例的励磁绕组和电枢绕组的电路布置的电路图；图7a和7b示出了用于赋能本发明实施例的励磁绕组和电枢绕组的另外的电路布置的电路图；图8示出了用于实现本发明的一个实施例的波形和时序；图9a示出了本发明的第一实施例的用于使用霍尔效应电流变换器测量励磁电流的电路布置；图9b示出了用于对电流信号进行微分并然后使用比较器用于检测图9a的实施例中梯度的正负号的简单电路；图10示出本发明的第二实施例，其中励磁电流是使用接地参考电阻器进行测量的；图11a和11b示出了本发明的第三和第四实施例的部件，其中围绕承载待微分电流的导线的磁场在线圈中产生了与该电流变化速率成比例的电压；图12示出了图11a和11b的实施例的电路实现方案，其具有在实际电动机驱动中实现的元件值；图13示出了关于图12的电路的变化方案；图14示出了电枢控制脉冲的时序和获得自励磁电流梯度的正负号变化的信息，其用于使电枢控制脉冲的时序同转子位置同步；图15示出了通过对处于停顿的电动机绕组(电枢绕组)进行脉冲调制并且监视另一绕组(励磁绕组)中的电流梯度而获得的信息；图16示出了实验性波形，其说明了在从pwm操作转变至单脉冲的过程中应用的本发明的实施例；图17示出了用于自适应脉冲定位的本发明的实施例的实现方案；图18示出了自适应脉冲定位中涉及的关键时间；图19示出了用于自适应脉冲定位的本发明的实施例的另一实现方案；图20示出了图19的实施例中使用的控制算法的实现方案；图21示出了本发明的第五实施例的完整的磁通量开关电动机驱动；图22和23示出了通过图21的电路获得的测试结果，该电路处于体现了本发明的实际磁通量开关电动机上；图24示出了电枢控制脉冲的时序和获得自励磁电流梯度的正负号变化的信息的另外的实现方案，该信息用于使电枢控制脉冲的时序同转子位置同步；图25是可替换的实施例的示意图，其中场磁体装置是由一个或者多个永磁体构成的；图26是本发明的实施例的框图。
供电电子配置参考图4，磁通量开关电机具有定子2和转子7，定子2配备有8个指向内部的凸出极30。转子7具有四个指向外部并不具绕组的凸出极31。定子2配备有励磁绕组10和电枢绕组11。励磁绕组在正常的布置时为用于承载相同方向的电流，而电枢绕组的布置则是用于承载交流电流。在图4所示的电机中，电枢的一个电流周期对应于一个转子极的旋转节距。因此一个电枢电流周期对应于转子90°的旋转。
在图4中，电枢绕组包括A1、A2两个线圈，每个线圈跨越两个定子槽，或者包括A1、A2、A3、A4四个线圈，该等线圈绕定子极缠绕使得相邻线圈的有效部分被容纳在相同的定子槽中。该等线圈以串联或者并联方式连接在一起，以形成电枢绕组。图4的电枢槽中的正号和负号应当理解作为说明处于两个电枢激励模式之一的电枢电流的极性。电枢电流方向的反转将会改变全部四个电枢槽中的电流的方向。
相似地，处于图4的8槽定子中的励磁绕组包括F1、F2两个线圈，每个线圈跨越两个定子槽，或者包括F1、F2、F3、F4四个线圈，该等线圈绕定子极缠绕使得相邻线圈的有效部分容纳在相同的定子槽中。该等线圈以串联或者并联形式连接在一起以形成励磁绕组。
电枢绕组中的双向电流可以使用如图5a-5c所示出示例的各种电路(逆变器)布置控制。
图5a示出了全桥式逆变器，其使用4个半导体开关和4个二极管。开关S1和S3的接通允许正电流流过电枢绕组。开关S2和S4的接通允许负电流流过电枢绕组。电流一旦在该两个方向中的任一方向建立了，就可以使用额外的操作模式，使得一个开关和一个二极管能在施加于电枢绕组的电压为零时导通。。
图5b示出了另一逆变器电路，其需要两个半导体开关和两个电容器配合。这两个电容器相对于该两个电容器之间的节点形成了一个双极电源。开关S1的接通允许正电流流过电枢绕组。开关S2的接通允许负电流流过电枢绕组。与每个开关并联的二极管在相对的开关断开时传导电流。
可相替换地，每个电枢绕组部件(A1和A2，或者A1、A2、A3和A4)可分为两个紧密地磁耦合的线圈。电枢线圈以反向方式进行缠绕，并且可以在适当时作双线式缠绕并进行连接，例如，可参考如WO 98/05112图6所述，每个电枢绕组包括A1、A2、A3、A4四个线圈，其以串联或者并联方式连接在一起并且围绕定子极进行缠绕，由此使相邻线圈的有效部分容纳在相同的定子槽中。然后，这两个电枢绕组可以连接到另外如WO 98/05112所述并如本图5c所示的逆变器电路。开关S1的接通允许正电流流过电枢绕组。接通开关S2的接通赋能予第二个电枢绕组，并且由于这是以相反的方式与电源连接的，因此该电枢槽中的有效电流是负的。与每个开关并联的二极管在对方的开关断开时传导电流。
励磁绕组中的单向电流可以通过使励磁绕组与电枢开关布置作串联连接(图6a和7a)以获得，或者亦可以将励磁绕组与电枢开关作并联(图6b和7b)连接，以获得励磁绕组中的单向电流。在串联配置中，还可以包括如WO 98/05112所公开的二极管或者电容器或者这两者皆有的装置。在图6b和7b所示的并联配置中，额外的开关(S5)和二极管示出了可以用于提供独立于电枢开关布置而对励磁电流激励的控制。该额外的开关是可选的。另外的替换方案是使一些励磁绕组与电枢开关布置串联连接并且使另一些励磁绕组与其以并联方式连接。而且，向励磁绕组10提供的电流可来自分立的电流源。
电枢绕组11可以包括两个串联连接或者并联连接的电枢绕组部件A1和A2，并且励磁绕组10可以包括两个串联连接或者并联连接的励磁绕组部件F1和F2，该绕组部件缠绕在定子2上，如图4中的定子中所示的。
在图4中，通过标注在图中定子外部的符号，示出了该情况中的绕组配置。在图4中，符号+和-示出了处于一个激励模式下的绕组中的电流方向，并且应当理解，在另一激励模式下，电枢绕组中的电流方向是反转的，而励磁绕组中的电流方向是不变的。
本领域的技术人员亦会理解到，在所有的电路实施例中，电枢槽中的电流方向是周期性反转的，而励磁绕组中的电流方向则是不变的。
基本位置估计方法和低速实现方案在磁通量开关电机的全部供电电子实施例中，将电压施加给电枢绕组(或者励磁绕组)会在励磁绕组(或者电枢绕组)中以受感应电压形式产生互感电信号。该感应电压的幅度和符号(方向)将取决于转子位置。下面的描述将解释如何容易地检测该感应电压以及如何将其用于确定转子位置并由此控制电机。由于磁通量开关电机最普遍的操作模式是控制施加给电枢的电压和/或电流，以及将励磁绕组以串联或者并联方式与受控电枢连接，下文的描述将假设于电压会施加给电枢绕组并且互感电信号的检测与励磁绕组相关联。施加给电枢和/或励磁绕组以引起电动机旋转的电压应当理解及可被定义为需用于电机正常操作的电压。
当转子的旋转位置接近相对于与定子极的对准的位置时，由于电枢绕组的激励而在励磁绕组引起的感应电压的幅度是最大的。这也是励磁绕组中感应电压(相对于转子位置的)变化速率最小的转子位置，即是，励磁绕组中的感应电压的幅度中在这些对准位置两侧的位置处仅存在有限的变化。这些对准位置感应电枢的反电动势为零故是将电枢激励极性反转的最理想点的位置以达至最佳电-机能量的转换。
图8示出了一个基本位置检测方法的实施方案。图8示出了具有串联连接的励磁绕组的磁通量开关电动机的操作。在图8中的操作速度下，电枢的受感应电动势显著低于可利用的电枢电源电压，由此在每个电枢传导段中需要调制电枢开关以避免电枢电流达到超常的水平。图8中示出的开关信号是用于开关S1和S2的。如果电枢是由如图6a和6b所示的全桥逆变器控制，则开关S3和S4可以分别遵循与S1和S2相同的模式(硬斩波)，或者可以使其在每个各自电枢传导段的过程中保持接通(软斩波)。
每次开关S1接通时(连同S3一起，如果出现S3的话)，跨越电枢绕组的电压是正的，产生了正的电枢电流Ia的流动。电枢磁链的增加在励磁绕组中感应了感应电压，该电压的方向和幅度是位置的函数。励磁绕组中的感应电压将波动叠加到励磁电流梯度上。该波动可被提取以提供取决于转子旋转位置的互感电信号。
在每个具有正电枢磁动势的电枢传导段的起点(由图8中的迹线Ia的起点示出)，将正电压施加到电枢在励磁绕组中感应了电压，其在励磁电流中叠加了正梯度。在此时，当开关(或多个开关)断开时间的过程中将负电压施加到电枢绕组时，励磁电流的感应梯度是负的。
励磁绕组中的感应电压以及由此在励磁电流中叠加的梯度在电枢传导段中的某个点处减小到零，并且，不论施加到电枢的电压状态如何，励磁电流的叠加梯度都是可忽略的。在此区域中，电枢反电动势通常是最大的，同时，在一定电枢电流的情况下产生了最大转矩。这一情况通常地接近在电枢传导段的中间。
在朝向具有正磁动势的电枢传导段的末端处的方向上，当正电压施加到电枢时，励磁电流的叠加梯度为负，而当负电压施加到电枢绕组时，励磁电流的叠加梯度为正。
随着转子旋转，至接近转子与定子对准的位置，电枢磁动势的极性最理想地应反转，以维持处于所需方向上的转矩。
通过励磁电流的叠加梯度，，最简单可作位置检测方案将为当各自电枢开关接通时在如图8中的点100a所示的采样点检测励磁电流的叠加梯度的极性。在图8所示出的实现方案中，励磁电流的叠加梯度的极性(即正负号)由比较器进行检测，以确定其为正(即比较器的输出为低)还是为负(即比较器的输出为高)。当励磁电流的叠加梯度在各自开关接通的时间中为正时(发生在每个电枢传导段的第一部分期间)，图8中的比较器信号X1在每个采样点处是低的。在随后的开关接通期间，励磁电流的叠加梯度下降，但是在由黑点100a表示的采样点处比较器输出仍然为低。在接近电枢传导段的中心处，励磁电流的叠加梯度变负(当开关接通时)或者正(当开关断开时)。一采样点送回比较器的高值。此来自前一采样的变化就用来改变逻辑信号X2的状态。此逻辑信号X2在电枢电流的极性需要反转的点的前面及约为定子极节距一半的位置处之前，即，如图4中所示约为22.5°(参见图8中的T2)。准确位置将取决于电动机的设计特征以及电机的运转速度和所需的转矩。在知道转子的速度之后，就可以预测需要使用对向开关(或多个对向开关)来反转电枢磁动势极性的点，如图8中的箭头所标注的。
在具有负电枢磁动势的电枢传导段的开始处，当负电压施加于电枢时励磁电流的叠加梯度为正，及当正电压施加到电枢绕组时，励磁电流的叠加梯度为负。
励磁绕组中的受感应电压以及由此在励磁电流中的叠加梯度在接近具有负磁动势的电枢传导段中心处通过零。在具有负磁动势的电枢传导段的末端处，当负电压施加于电枢时励磁电流的叠加梯度为负，及当正电压施加到电枢绕组时该叠加梯度为正。
不论处于正的传导段还是负的传导段，所需用于检测连续采样之间比较器状态变化的逻辑是相同的。
仅检测励磁电流叠加梯度的极性避免了对励磁电流叠加梯度绝对测量的需要，因其将非常取决于电动机参数和其他的电路参数。然而，尽管有这些问题，但是通过监视每个点处的励磁电流叠加梯度的绝对值，可以获得额外的位置信息。
微分方法通过测量电机的励磁绕组102中的电流再在该励磁绕组102后面跟随有对表示励磁电流的信号进行微分的电路，就可以实现本发明的实现方案。此微分信号代表电流变化速率，且其值可用于计算转子的位置。可以使用霍尔效应电流变换器103测量在励磁绕组102中流动的电流，并且可以使用如图9a和9b所示的使用了简单的CR(电容-电阻)(112和113)电路的模拟微分电路。参考图9a，来自ac交流电源100的整流dc直流电流经由整流桥101提供给励磁绕组102，其与霍尔效应电流变换器103串联连接。具有紧密耦合的双线绕组形式的一对电枢绕组104、105借助于各自的晶体管开关106、107，选择性地与励磁绕组102串联连接。每个开关106、107配备有二极管108，用于在控制其他绕组105、104的开关107、106断开时传导在绕组104、105中感应的电流。包括电阻器110、电容器111和两个二极管111a的缓冲电路109防止在绕组104、105中受感应的电压在开关转变过程中损坏开关。缓冲器电路109的作用是用于吸收与该紧密耦合的电枢绕组的漏电感相关的能量。缓冲电路109的操作在WO98/05112中以较详细地描述了并视为收录于此。
在本发明的最简单的实施例中，足够用于控制电动机的信息可以获得自对励磁电流梯度极性的检测，而不需要抽取表示励磁电流叠加梯度的信号。更具体地，通过对并非由电子供电转换器中的开关状态变化所引起的励磁电流梯度极性反转的检测，可以获得用于控制电动机的足够的信息。在该实施例中，通过使用比较器114的组合所产生的逻辑高或者逻辑低将微分励磁电流信号与零电平进行比较将仅取决于励磁电流梯度极性。这些逻辑信号可以直接用于实施在例如微控制器115中的数字控制器的输入。图9b中所示。
如图9b较详细示出的，通过电阻器116建立的霍尔效应电流变换器103的输出电压与励磁绕组102中流动的电流幅度成比例，并且输入到包括电阻器112和电容器113的微分电路中，其输出(表示励磁绕组102中的电流变化速率)输入到比较器114。来自比较器114的输出信号显示励磁绕组102中的电流变化速率为正或为负，并输入到控制器115以控制开关106、107的操作。
在实际的磁通量开关驱动而言，励磁电流的测定优选地是通过参考接地电阻器，更胜于通过更为昂贵的霍尔效应电流变换器。图10中示出了实现这一点的电路，其中与图9a的实施例共用的部件由同样的参考数字但增加了100来表示，并且其允许所获得的信号能直接与所有逻辑开关和供电开关相同的接地为基准作参考。该信号相对于在正极电路轨所量的励磁电流是反向的，但这是可以修正到。然后，跨越电阻器203的电压可以输入到微分电路中，图9b所示。
尽管迄今为止描述的实施例允许以相对低的成本测量绕组中的电流以及该信号的微分，但是简单的微分器具有有限的带宽且不具有电压增益。较高性能的电路将使用如本领域的技术人员所熟悉的利用运算放大器实现的模拟微分器电路。然而，该等电路的应用中必须注意使噪声和相位延迟减到最小。
本发明的优选实施例通过监察线圈中受感应的电压(其耦合到承载电机绕组中的电流的导线周围的磁场)，在单一的步骤中实现了绕组电流的微分化。承载电机励磁电流的导线具有围绕其的磁场，磁场与导线中流动的电流成比例。线圈(或者单一匝数)被布置为与围绕该导线的磁场耦合，在线圈中产生的感应电压与导线中的电流的变化速率成比例。通过布置导线的磁场使得该线圈与具有大于1的相对磁导率的适当磁路相链接，可以有利地增强围绕该导线的场。优选的布置将使用简单的芯和线圈，且承载待微分的电流的导线通过该芯的中心，如图11a所示。
可以设想使用宽范围的磁耦合布置的替换方案。导线和线圈可以位于印刷电路板的表面上，图11b所示。如果需要，通过在该印刷电路板的上面和下面添加磁性材料，可以增强该布置的磁耦合。
在最简单的可行检测方案中，在图11a或11b中的线圈中感应的电压直接施加到电压比较器的正或负信号输入处。根据通过线圈的导线中的电流梯度的正负号，来自该比较器的电输出信号将是逻辑高或者逻辑低。根据本发明，比较器的电输出信号包含关于转子旋转位置的信息，并且可以用作至数字控制器的输入。
在图12所示的本发明的一个实际的实现方案中，承载励磁电流的导线通过具有1000匝线圈的环形芯320(Telcon芯HES 25VT)的中间。线圈上的电压直接地与芯中磁通量的变化速率成比例，因而与励磁电流的变化速率成比例。线圈的一端经由10k的电阻器321直接馈送给比较器322的第一输入处，而不必需经过模拟处理。该线圈的第二端连接到比较器322的第二输入处，其在该情况中也是零电压提供路径。比较器322的输出用作至微控制器324的输入，其包含用于对来自比较器的电输出信号的转子旋转位置进行解码的电动机控制算法和逻辑。微控制器被布置用于记录如前文所描述的预定采样点处的比较器的状态，并且确定两个连续的采样改变状态的点。基于转子速度以及转子旋转另一半定子极节距所耗费的时间，可以预测用于反转电枢激励的理想的点。在下文中将更加详细地描述进一步的控制算法。
本发明的该实施例不需要测量或者调节实际的励磁电流，这使得其是极其低成本的，并且针对由于制造差异或者温度导致的电动机参数的变化，其是非常稳定的。该线圈的第二端可连接于任何已选择的参考电压或简单地连接于比较器。
高速实现方案随着电动机的速度的增加，对在每个电枢传导段的期间需要通过对电枢电流值作重复性的pwm调制的需要减小。这在图7a和7b的电路中是尤其确切的，其中电枢是由两个紧密耦合的绕组构成的。在这些电路中，除了设备的开关损耗外，重复的开关还引起与线圈的漏电感相关的能量耗散。对电动机速度和转矩的控制可以通过在每个电枢传导周期中持续一定时间长度操作电枢开关来实现。该时间长度可由负载要求和转子速度确定，如PCT/GB00/03197所描述的其内容现引入于此。
因此，图8中说明的方法必须适合用于在较高速度下使用，因使用重复性的pwm是不再适当的。而且，随着转子速度的增加，基于对励磁赋能电流的梯度作采样的方法将导致对梯度改变正负号的准确点的检测不精确，该不精确性涉及采样频率相对于电动机的旋转频率的比率的下降。由于开关的状态不须针对为实现pwm电流或者电压控制而发生变化，因此无论在开关接通期间或者在开关断开的期间发生的励磁电流梯度状态的任何变化，完全地源于励磁绕组和电枢绕组之间耦合的变化。
通过参考图14可以描述在高速模式下的本发明的操作方法，其中与每个电枢电流极性相关的电枢开关在电枢传导周期一部分保持导通。励磁电流梯度状态的变化可以出现在逆变器中的电枢开关的接通时间或者断开时间期间，，并且可以对其进行检测。
图14示出了典型的电枢传导周期中的事件序列。在图14的开始，信号ARMSW1是高的。这显示，图7a和b中的S1(或者图6a或6b中的开关S1和S3)是接通的，并且正电压正施加到电枢绕组，以及有效(组合)电枢电流是正的。将正电压施加到电枢绕组会在电动机的励磁绕组中诱生感应电压。随着电动机旋转，该互感诱生电压从正变为负，引起励磁电流叠加梯度从正变为负。
在正的电枢传导段中的某个点，励磁电流梯度将从正变为负，此转变由比较器信号的上升沿可示出。该状态变化的时间由微控制器或者等效电子电路记录，并且计算出自从将正电压首次施加给电枢开始所消逝的时间，即图14中的Tc(区域C的持续时间)。
现在可以计算用于使ARSW1信号保持为高的剩余时间Ta(区域A的持续时间)。其中，Ta＝Tpulse-Tc，其中Tpulse是可以根据PCT/GB00/03197或者任何等效方法计算的脉冲持续时间，或者可以是电枢重复周期的固定的百分比。其计算方法引入于此。
在经过Ta之后，将ARMSW1变低，用以使电枢开关(一个或多个)断开，而区域B亦开始。如果电枢激励周期的每半周期的时间(在具有8个定子极和4个转子极的电动机中用于45旋转的时间)是Thalf-cycle，则对于区域B的时间Tb，可由Tb＝Thalf-cycle-Tpulse计算出。
在区域B的末端处，将对向的电枢的开关信号ARMSW2变高，用以使(一个或多个)对向的电枢开关接通，并且向电枢绕组施加负电压，及产生需要用于一个完整的电动机操作周期的负的电枢电流。
作为可替换的或者另外的同步方法，可以籍在区域B期间监视描述励磁电流梯度正负号的比较器。在跟随在正的电枢传导段之后的区域B期间，施加到电枢的电压是负的。由于区域B出现在电枢传导半周期的后面部分，在开关(一个或多个)断开之后励磁电流梯度将是正的，而比较器信号将是低的。
在区域B期间，梯度的正负号从正到负的变化表示，转子已转过足够的角度并到达了负向施加的电枢电压会产生梯度励磁电流的点。这是负的电枢传导段可以开始的转子角度的清楚指出。可以使用相反极性的电流再次赋能予电枢电路。因此，可以使用在开关断开时间期间对梯度从正到负的变化(图14中的比较器的低-高)进行检测，以使具有相反极性的电枢传导的起点同步。然而，在检测到该转变后并没有必要立即开始相反极性的电枢传导。如果Tpulse相对于每个半周期的预计时间Thalf-cycle是相对小的，则可以插入延迟，如图14所示。如果Tpulse相对于每个半周期的预期时间Thalf-cycle是相对大的，如全负载条件下所出现的，则该点的延迟将是最小的。
在图14中还示出了被称为滤波位置(filter location)的信号。由于在开关之后微分信号可能出现伪转变的乱真过渡，提议在开关接通之后的一段时间内避免监视比较器信号。在开关断开之后(区域B的开始)也可以应用相似的滤波。
在某些实现方案中，当每次电枢反转而改变状态时在控制器中产生内部信号亦可以有利。。该信号，即图4中的Sstate，与通常出现在具有传统传感器的电机中的信号相同。
随着电动机加速，使用不同的运算法计以算处于每个速度的脉冲。电动机的速度对于控制器而言是可取得的并且是通过对区域A、B和C的时间求和而得到的。通过将该时间同关于每个半周期的目标时间进行比较，并且在下一半周期期间产生较大的或较小的脉冲以校正测量速度中的任何误差，可以容易地通过闭环速度控制系统实现。
在某些实施方案中，有时可能存在非由施加到电枢绕组的互感电压的其他效应引起的励磁电流梯度变化。
例如，如果施加到串联磁通量开关电动机的电枢绕组的百分比激励中突然增加，有励磁电流亦伴随增加。
作为另外的示例，如果施加到图5、6或7的供电电子电路的dc直流电压得自具有最小平滑电容的整流ac交流电源，则跨越供电电子电路的电压将依照整流正弦波的波形轮廓而发生变化。电枢绕组和励磁绕组中的电流的波形轮廓将遵循该整流正弦波而发生变化。随着电压从零开始上升，励磁绕组中的电流变化速率将具有正的平均值。由于电枢绕组的激励而在励磁绕组中引起的互感电压使励磁电流梯度中产生了的额外的变化，其叠加到此励磁电流梯度的正的平均值上。表示转子旋转位置的互感电信号仍然存在，但是可能被励磁电流梯度的较长时期平均值的掩盖，使得励磁电流梯度在电枢传导周期期间完全没有改变极性。因此，为了使得表示转子旋转位置的互感电信号能够被清楚地检测到，需要从电流波形的微分中移除电流梯度的长期平均值的影响。
处于该环境下的位置测定装置的操作可以以若干方法进行，而此处将解释其中两种方法用于说明。
产生自励磁绕组电流的微分信号包含表示转子旋转位置的互感电信号，但是还包含电机的平均激励电平的任何变化。电机平均激励电平中的变化相对于互感的变化通常处于低的频率。第一种方法是将表示微分励磁电流的信号施加到比较器之前予以进行滤波。该滤波器将是高通滤波器或者带通滤波器，用于允许包含互感电信号的信号通过而同时移除由于电机平均激励中的较慢变化而引起的信号。然后，滤波器的输出可以传递到如前文所述的比较器，并同零进行比较，用以确定互感电信号为正或为负，并由此确定转子的旋转位置。
相比于低通滤波器，高通滤波器的实现通常是较困难的。第二种方法将使用电信号的低通滤波器，其将产生表示励磁电流梯度的分量的信号，该分量表示电动机平均激励的变化速率。该信号施加给比较器的参考引脚。然后，将包含表示转子旋转位置的互感电信号和电机平均激励电平中变化的电信号与此非零参考信号进行比较。当电机由得自具有最小电压平滑的ac电源整流的dc电压使操作时，该方法是特别有利的。
图26说明了本发明的一个完整的实现方案。具有定子30和转子31的电动机具有由适当的供电电子控制器401赋能的励磁绕组F和电枢绕组A。控制器400向供电电子控制器401发送信号用以控制电枢电流，从而实现所需的电机操作。
当电机作为电动机操作时，通过与转子31的旋转同步地施加所施加的电压，电枢绕组A就能取得自供电电子控制器的电流提供的电流。励磁绕组F将受感应而诱生取决于转子旋转位置的互感第一电信号。这产生一个通过供电电子控制器401提供的励磁电流叠加的梯度。互感第一电信号可以籍模块402自励磁电流中提取，该模块402可以是微分器电路或者可以是耦合到励磁电流导线的磁场周遭的线圈。402的输出表示该互感第一电信号的幅度。模块403是可选的信号调节电路，其可以包含滤波器电路。模块404产生为比较器405用的参考电压。该参考电压可以是零，由此比较器405确定互感第一电信号的极性。来自比较器的输出是表示互感第一电信号小于或者大于由模块404施加的阈值的数字信号。该比较器的输出，即第二电信号，表示转子相对于定子的旋转位置，并且被提供给控制器400，用以维持电枢激励和转子位置之间的同步。控制器400可以是微控制器或专用集成电路(ASIC)或者是任何其他的适当的电子电路。
在上文所述的改进的实现方案中，模块404实现了低通滤波器，用以自互感第一电信号的平均值中产生参考信号。其施加给比较器的一个输入处。在此情况中，模块403可以将互感第一电信号不需要进行滤波而直接传递到比较器。
这些对基本方法的微小修改确保了所述方法具有精确地检测互感电信号改变极性的点的最佳机会。
初始化和启动电动机在低速下，图8示出了励磁电流梯度的极性变化出现在距离理想的电枢电流反转点约一半定子极节距的位置。一旦电动机正在旋转时，则此信息就可用于估计关于电枢电流反转的位置，用以维持相同方向的转矩。然而，当电动机是静止时，此信息本身的利用并不足以确定将产生转矩以使电动机在所需方向上启动的电枢电流的极性。
并入了本发明的另一实施例的新的过程允许成功地启动电动机。在启动时，通过对一个电动机绕组(例如，电枢绕组)进行脉冲调制，可以获得位置信息。在其他绕组(例如，励磁绕组)中感应的电压产生第二绕组中流动的电流的变化，其可被检测用以获得某些关于转子位置的信息。
图15示出了可获得自该方法的位置信息。如果S1(如果是全桥逆变器，则是S1和S3)接通了短的时间周期，则正电压将施加到电枢绕组。电枢绕组中的电流将增加。然而，励磁绕组中的电流将取决于转子的方向以及电枢绕组和励磁绕组之间的磁耦合程度而增加或减小。图15示出了隔开一个定子极节距的两个位置(在8/4电动机中是45°)，其中转子极与定子极对准。当励磁绕组和电枢绕组中的电流均为正时(通过S1(如果S3存在，则还有S3)进行赋能的对准位置)，对准位置1是关于转子的稳定平衡位置。当励磁绕组中的电流为正而电枢绕组中的电流为负时(通过S2(如果S4存在，则还有S4)进行赋能的对准位置)，对准位置2是关于转子的稳定平衡位置。对于对准位置1两侧的约22.5°的区域(在8/4电动机中)向S1施加短的脉冲导致了向电枢施加正电压，并且励磁电流中产生了负的梯度。在前面比较器的描述中使用的配置中，这将在比较器中产生高的值。在此相同的区域中，脉冲调制S2将在励磁电流中产生正的增加，并且在比较器中产生低的值，如图15所示。
结合图15所示的信息，可以使用向电枢绕组施加具有任一极性的电压，用以确定转子更接近于两个对准位置中的哪一个。
通过该信息，有利地将转子分类为处于区域1或者处于区域2。如果转子处于区域1，则S1的赋能(如果是全桥逆变器，则还有S3)将产生正的电枢电流以及用作将转子拉向区域1的对准位置1的转矩。这可能涉及两个方向中任一方向上的旋转，但是保证了是至对准位置的最短角距离。
如果电机具有某些已知的定子或者转子不对称性，则赋能具有相反电流极性的电枢将产生用于在已知的方向上将转子拉离区域1的对准位置1的转矩(这在具有两倍于转子极数目的定子极的磁通量开关电动机或者开关磁阻电动机是普遍的，即转子具有不对称性，用以保证在所需的方向上从对准位置处启动转矩。)随后，在至下一对准位置的途中将检测励磁电流梯度中的下一反转，并且使用其预测再次反转电枢电流极性的点。
在先专利申请(PCT/GB00/03213)描述了用于启动电动机的过程，其中起始电枢激励脉冲在长度上延伸，用以建立励磁电流的流动，并且后面跟随了具有减小的占空比的pwm。只要还满足用于串联磁通量开关电动机的启动过程，如PCT/GB00/03213中所实现的，则可以在不使用机械传感器的前提下，实现上文的本发明的实施例的电动机的启动。现在将描述该过程。
直到使用具有一个电枢电流极性赋能电动机之前，没有位置信息对于无传感器的控制器是可用的。电枢电流极性的初始选择是无关紧要的。初始脉冲具有用以建立励磁电流的足够持续时间。由于从电枢到励磁中所感应的电压的影响被与励磁电流初始化相关的大的正的电流变化速率所掩盖，因此在初始脉冲期间的励磁电流及其梯度的检测是困难的。
在随后的具有任一电压极性的pwm脉冲期间的励磁电流梯度给出了较清晰的位置依赖信息。然后，在此随后的pwm脉冲中，图14中给出的信息可被用于确定该两个区域中的一个中的转子位置。
在区域1中，转子与对准位置1最接近，正的电枢电流将使转子朝向关于正电枢电流的稳定平衡点向前或者向后移动不超过转子节距的四分之一。在适当的时间之后，将激励变为负将在由定子和转子叠片设计中的任何不对称性所确定的已知旋转方向上使转子拉离稳定平衡点。所有随后的换向点可由非传感器数据计算，如参考图8所描述的。
在区域2中，转子与对准位置2最接近，负的电枢电流将使转子朝向关于负电枢电流的稳定平衡点向前或者向后移动。在适当的时间之后，将激励变为正将在已知的旋转方向上使转子拉离稳定平衡点。
没有必要针对转子进行布置用以在电流反转发生之前完全静止于静态平衡位置。这是因为，如果转子在向前的方向上朝向区域的对准位置移动，则电流反转可在转子变得静止之前发生，并且转子的惯性将有助于使转子维持所需的方向上的旋转。反之，如果转子必须被向后拉向各自区域的对准位置，由于所产生的转矩将位于正确的方向中，因此电流的提前反转不会带来危害。用于使激励从由初始区域选择所确定的初始极性变化到所需用于在已知的方向上产生转矩的极性的适当的时间长度将取决于叠片的设计、静态负载转矩、转子惯性、电源电压、pwm占空比、定子绕组阻抗等等。该时间可以根据经验进行优化，或者可以由电气和机械系统的数学模型确定。
应当注意，磁通量开关电动机(PCT/GB00/03213)中的定子的不对称性可以使得一个区域稍宽于另一区域，但是将不会影响本发明的原理。该方法通过在初始时使转子在已知的启动方向中移动并且随后开始方向反转，可以容易地适于提供与非对称性设计所针对的方向相反的方向上的旋转。
从低速(pwm)到高速(单脉冲)的转变在从低速pwm控制模式到高速单脉冲程序的转变期间，励磁电流的平均水平中可能存在急剧的增加。此励磁电流中的大的增加掩盖了由于电枢耦合中变化所引起的内部感应电压。因此，常规的微分器/比较器布置不能检测开关接通时间期间的励磁电流梯度的极性变化。在图16中示出的进入单脉冲模式之后的前三个电枢脉冲期间的实验波形中可以看到这一点。在图16中，迹线X10是所示仅用于参考的电动机轴上的机械传感器，迹线X12是组合电枢电流(20A/div)；迹线X14是来自比较器的、通过将微分励磁电流信号同零参考进行比较而产生的电输出信号；迹线X16是励磁电流(20A/div)。在pwm斩波结束之后的第一个和第三个电枢电流脉冲中的开关接通时间期间，未出现比较器的上升沿。
本发明的实施例允许选择关于电枢的正周期和负周期的开关时间，该电枢的正周期和负周期有待通过从在pwm转变到单脉冲模式之前的转子位置和速度的知识进行预先计算。针对多个电枢脉冲以明显开环的方式驱动电动机，使得励磁电流转变时间被置于考虑之外，并且恢复正常的比较器单脉冲操作(如图14中的)。该转变在图16中示出。
如果有关进入单脉冲程序的决定是基于电枢传导段中的多个pwm周期，则转变开始时所处的实际速度中可能存在变化。因此，一种使用预先计算开关时间来驱动电动机开环持续超过半周的系统可能遭遇误差。
为了改善转变的稳定性，可以使用本发明的另外的实施例。在此另外的实施例中，通过在电机旋转的任何部分中监视绕组电流的正和/或负梯度的相对时间周期，可以改变与转子位置相关的将电压施加到绕组的起始和结束的位置。
在本实施例的一个实施方案中，监视转变之后的第四脉冲，用以实现自适应的脉冲定位算法。在从pwm转变到比较器的上升沿之后，从开关接通到开始第四电枢传导段的时间给出了脉冲位置的计量。该时间由图17(a)中的指针示出，迹线X20是所示仅用于参考的电动机轴上的机械传感器，迹线X22是组合电枢电流(20A/div)；迹线X24是来自比较器的、通过将微分励磁电流信号同零参考进行比较而产生的电输出信号；迹线X26是励磁电流(20A/div)。迹线X28、X30、X32、X34是在横轴中延伸的X20、X22、X24、X26的详细视图，用于更清晰地观察进入单脉冲操作之后的第四电枢电流脉冲。
在一个具体的示例中，其中至单脉冲的转变在约5000r/min的速度处发生，具有8个定子齿和4个转子齿的电动机中的电枢激励的完整周期时间(正和负电枢传导段)在该速度处是3ms。本发明的该实施例的一个示例测量从向电枢施加正电压到比较器上升沿(励磁电流梯度从正变负的点)的时间。该时间是在图14中被限定为Tc的时间。在该示例中，在该速度处，如果时间Tc小于750μs(转子旋转45度所耗时间的50％)，则下一次开关变为接通(下一个Tb)之前的用于开始第五脉冲的断开时间被设置为Tc的测量值的1.5倍。这在图17(i)中由指针示出，其中从第四脉冲开始到比较器的上升沿的测量时间仅为304ms。图17(ii)示出了，从第四脉冲的断开点到第五脉冲的接通点的时间被设置为Tc的1.5倍，即456μs。
如果在第四脉冲中测量的时间Tc大于750μs，则下一次开关变为接通之前的断开时间将被设置为与测量时间相同的值，即Tb＝Tc。
该示例中引用的750μs的值对应于约电枢传导段的一半。因此，优选的是，对脉冲进行调节以确保Tc值小于电枢半周期的持续时间的50％，并且优选地，Tc应处于电枢半周期的20％～40％的范围内。然而，如果电枢电压脉冲的时间(Tpulse)小于Thalf-cycle的50％，则优选地，可以允许Tc的值小于Thalf-cycle的20％。
已经发现，该算法的实现方案极大地改善了第五脉冲的定位，用以应对进入单脉冲程序时所处速度中的变化。
单脉冲程序中的自适应脉冲重新定位在某些情况中，特别是在其中在电枢开关的断开期间梯度信息是不可用的情况中，电枢开关的接通点可能早于或者迟于理想时间。可以通过时间Tc的长度检测电枢电流的非理想的接通点，该时间Tc是得自从开关接通到励磁电流迹线峰值的时间。这在图18中被示为时间t0至t1，并且在图14中被限定为Tc。
如果电枢电流接通点晚于理想时间，则时间Tc将变为Tpulse的较小的部分，其中Tpulse是在电枢传导段期间向电枢施加正或负电压的持续时间(图18中的t2～t0)。该时间可由适当的电子电路或者通过微控制器中的计时器测量。t1～t0的测量值可用于计算关于下一电枢激励脉冲的较好的位置，由此在t3而不是t4开始S2的激励。较早的接通点使电枢传导段移动到更加接近理想的转矩产生区域。一旦进行了该调节，时间t5～t3(下一脉冲中的Tc)再次成为时间Tpulse的更加适当的部分。
图19示出了用于该算法的实现方案，用于校正早于理想时间出现的电枢激励脉冲。在图19中，迹线X60是所示仅用于参考的电动机轴上的机械传感器，迹线X62是组合电枢电流(20A/div)；迹线X64是示出了开始启动每个电枢传导脉冲的计时器中断位置的控制器的数字输出；迹线X66来自比较器的、通过将微分励磁电流信号同零参考进行比较而产生的电输出信号。已由计时器定位的两个正的和两个负的电枢脉冲在电枢脉冲之间的断开时间期间不具有比较器上升沿。
如果在若干连续脉冲的断开时间期间未检测到有效的比较器上升沿信号，则可以假设该脉冲位置不是理想的。测量时间Tc(略晚于图19中的缩放窗口的中间)。然后将重新定位下一电枢电流脉冲的下一断开时间(Tb)计算为1.25Tc，减小所驱动的电流，并且立即重新建立断开时间期间的比较器的沿。
随后，如果出现了不具有断开时间比较器沿的四个电枢半周期，则可以再次执行该重新定位算法。
到此为止所描述的重新定位算法使用了针对脉冲位置的预先计算的调节，用以确保使脉冲的位置移动到这样的位置，即允许开关断开时间期间的比较器信号重现。在某些电机中，断开时间的比较器信号可能出现得没有频繁到足以被依赖用于脉冲位置的同步。这可能出现在下面的环境中1.在某些供电电子电路的实现方案中，图6a和7a中的电容器可能没有出现，用以减小驱动器的成本。这改变了励磁电流波形的形状，特别是在单脉冲模式中，并且在开关断开时间期间的比较器信号不够一致，且有时根本不存在。
2.在某些供电电子电路的实现方案中，移除图6a和7a中的二极管是有利的，从而允许处于高速度的电枢电压的电压提升(voltageboosting)。这改变了励磁电流波形的形状，特别是在单脉冲模式中，并且电枢开关电路的断开时间期间的励磁电流梯度中的变化被电枢电流的断开时间期间的较大的负的励磁绕组电压所掩盖。
3.当磁通量开关电动机中的电枢脉冲接近可利用时间的100％时，用于使下一电枢脉冲的接通同步的断开时间期间的比较器的沿消失。
4.设计用于同永久连接到励磁绕组的二极管一起运行的磁通量开关电动机具有励磁绕组和电枢绕组之间的减小的匝比。这意味着，由于电枢开关引起的感应在励磁绕组中的电压是较低的，并且励磁电流的叠加梯度中的变化可能更加难于检测，特别是在开关断开的时间期间。
到此为止所描述的重新定位算法同样使用了特定时序以移动脉冲的位置。这些时序通常不适用于整个电机速度范围，并且因此限于特定的速度。本发明的改进的实施例允许脉冲重新定位连续地发生以调节每个操作周期中的电枢脉冲的位置，用于优化与转子位置的同步。
处于给定速度的Tpulse相对于Thalf-cycle(Thalf-cycle(＝Ta+Tb+Tc)和Tpulse是涉及图14进行限定的)的相对持续时间总是取决于负载所需的用于维持所需的负载特性或者用于维持当前速度的转矩。此另外的实施例利用了这一事实，即对于最佳的转矩产生而言，应连续地调节相对于转子位置的电枢激励脉冲的位置，由此从电枢开关接通到励磁电流的转向点的时间Tc应维持在Tpulse的15％至60％的范围内，并且优选地，在Tpulse的25％至55％的范围内。这可以这样实现，即测量Tc并随后计算下一Tb的值以调节下一脉冲的起始位置，使之早于或者晚于所测量的脉冲。
在开关的接通时间期间出现的励磁电流中的转向点相对于转子而言不是固定位置，但是其取决于(i)电路拓扑结构和元件值(ii)励磁绕组和电枢绕组之间的匝比
(iii)电动机速度(iv)接通点(v)前一断开点(vi)特定负载和速度处的激励的平均电平结果，励磁电流梯度中的变化不出现在绝对位置，并且因此不能用于直接同步电枢开关的开关。然而，尽管存在上面的转向点位置的依赖关系，但是在任何操作点处，通过使励磁电流的换向点维持在所施加的电枢脉冲宽度的特定比例处，均可以维持最优化的转矩产生。
在图24所示的该方法的一个图示中，优选的是，励磁电流的换向点应出现在每个各自的电枢开关接通时间持续时间的x％处，其可以在25％和65％之间，并且更加优选地，在35％和55％之间。在图24中，第一电枢脉冲与负的电枢电流相关，并且由赋能S2(如果是全桥逆变器，则还有S4)的信号ARMSW2进行控制。第一电枢脉冲的长度是Tpulse1，其中Tpulse1被计算为所需用于维持所需速度或者用于在当前速度处提供所需转矩的长度。在该脉冲Tpulse1的末端处，信号ARMSW2变低持续时间Tb1，去赋能电枢绕组。如下文针对Tb2所描述的计算时间Tb1。在Tb1的末端处，ARMSW1变高，开始通过正电流赋能电枢。取自从电枢开关接通点到励磁电流的换向点的时间(图24中的Tc2)由微控制器或者其他适当的电路进行测量。
这与所提出的电枢脉冲持续时间的x％的目标值进行比较。关于区域C的长度的目标值在图上被示出为励磁电流换向点实际出现之后的虚线。在图24所示的示例中，测量值Tc2小于目标值。测量值Tc2和关于Tc目标值之间的差产生了误差信号。
error=Tc2-(x100)Tpulse]]>在图24所示的情况中，由于Tc2小于目标值，因此该误差是负数。事实上，该误差是负数表示相对于转子位置的脉冲位置对于最优化的转矩产生而言过晚。该误差被用于调节下一断开时间的值Tb2，用以提供具有相对于转子位置的更加优化的位置的脉冲。
在PID控制器中使用该误差信号修改电枢脉冲之间的断开时间的持续时间，由此使得下一电枢脉冲的位置更加接近目标值。具有仅为比例项的实现方案将如下所示Tb2＝Calculated Tbbefore correction+KP(error)Tb2＝Ta1+Tb1+Tc1-Tpulse2+KP(error)值KP是比例控制回路中的比例增益。其值控制系统将收敛到稳定解的速率。如果KP过高，则可能导致不稳定性。对于典型的应用而言，均匀区域中的值通常是可接受的。如本领域的技术人员所了解的，通过使用误差的积分和导数，可以进一步改进控制器。
图24示出了，由于误差的负号，Tb2的长度短于Tb1。因此，使Tpulse3的位置相对于转子位置提前，而Tc3的值与关于Tc的目标值接近。
可以认识到，如果梯度极性中变化的位置晚于关于Tc的目标值，这指出了当前脉冲相对于转子位置出现得过早所产生的误差将是正的，并且下一Tb的计算值将大于其在其他情况下的值，由此移动了脉冲相对于电机转子的位置。
在Tc测量之后的每个Tb的计算期间，同样重要的是，重新计算关于电动机的电气半电周期Thalf-cycle的当前时间，这是因为，这允许在所有的时间内精确地监视电机的速度。这确保了下一脉冲的长度及其关于Tc的目标值是关于电动机当前速度的最新的值。
由于该方法不取决于对开关断开时间期间所监视电流的梯度状态变化的检测，因此其可以优选地将某些额外的模拟滤波应用于图12所说明的检测电路。在图13中示出了该修改方案。插入在线圈320和比较器322之间的电阻器(10k)和电容器(2.2nF)形成了低通滤波器，其可被选择用以移除梯度检测电路中的很多高频内容。该电路在图12所示电路上提供了改善的抗噪声能力，但是其倾向于移除开关断开时间期间的大部分梯度信息。结果，其仅能与本发明的实现方案结合使用，其不取决于开关断开时间期间的梯度测量。
结合图13已经实现了该方法的过程，并且通过图20(a)和(b)中的示波器图线对其进行了说明迹线X70励磁电流5A/div迹线X72至微控制器的表示励磁电流梯度的正负号的输入5A/div迹线X74一个电枢开关信号5V/div迹线X76组合电枢电流5A/div迹线X80励磁电流5A/div迹线X82至微控制器的表示励磁电流梯度的正负号的输入5A/div迹线X84一个电枢开关信号5V/div迹线X86组合电枢电流5A/div由微控制器监视关于每个电枢半周期Thalf-cycle的时间。有利的是，在若干半周期上对该时间进行平均，用以产生稳定的值。在图20(a)中，在该图线中由示波器指针所说明的测得从电枢赋能的开始(X74的上升沿)到由微处理器记录的比较器X72的上升沿的时间为956μs。在该图线中所实现的控制器是这样的电枢脉冲长度，即其是半周期(即，778μs)的测量时间的13/16(0.8125)。
在该情况中，关于从每个电枢开关的接通到比较器的下一上升沿的时间的目标值被设置为Tpulse的9/32，因此在该特定的速度下，TC(比较器上升沿之前的脉冲部分)的目标值是778×9/32＝219μs。
在图20(b)中，移动示波器指针用以测量在下一电枢脉冲期间实际出现的时间Tc。Tc的测量值是220μs，比目标值长1μs。因此误差值被设置为1μs。
error=measured,Tc-932Tpulse=220-219=1μs]]>New Tb＝Calculated Tb+K(error)＝Tz+Tb+Tc-Tpulse+errorNew Tb＝956-778+1＝179μs正的误差值加入到Tb的计算值中，用以产生新Tb的新的值，其用于使下一电枢脉冲的开始向后推迟1μs。下一周期中稍晚的接通点将用作缩短将在下一周期中测量的Tc的值，并且有助于将脉冲维持在正确的位置。
该实施例可以通过任何脉冲尺寸、可以在任何转子速度、并且可以通过与Tc相对应的时间的任何目标百分比实现。实际上，有利的是，通过负载调节脉冲的目标百分比，用以维持最优化的效率。
当电动机操作于脉宽调制模式下时，也可以使用脉冲重新定位算法。在该情况中，通过采样每个PWM周期中的比较器状态来测量时间Tc，用以检测比较器的状态何时自前一pwm周期中的状态变化。误差计算和脉冲之间的时间Tb的调节可以按照类似于单脉冲模式的方式进行。
作为由励磁绕组构成的场磁体装置的替换方案，或者作为其补充方案，场磁体装置可以是励磁绕组或者永磁体。在图25中示出了其中场磁体装置是永磁体的磁通量开关电机。四个永磁体35使4个钢部件350布置成散置。电枢绕组将插入在钢部件350的槽中，每个电枢绕组跨越两个如图4的定子齿。转子352在形式上与图4的转子相似。
用于提供位置测定装置的本发明的实现方案需要插入额外的电绕组，其被布置为具有与横向于电枢绕组轴的轴。与永磁体部件相邻的较小的槽356可用于承载此额外的电绕组。该额外的绕组还将具有对应于两个定子齿的节距。该额外的电绕组通常被布置为与通过定子的永磁体部件的磁通量耦合。作为替换方案，这可以通过安置与电动机的至少一个永磁体部件共轴的小的绕组而实现。当在电枢绕组上存在电压时，在该额外的电绕组中感应了电压，其将根据电枢绕组和该额外电绕组之间的相互磁耦合而变化，并且可以直接用于位置测定装置，而不需要微分。来自该额外的电绕组的信号可以施加到比较器，用以确定该额外的电绕组中的互感电压何时为正或何时为负，并且据此确定转子的旋转位置。
在其中场磁体装置包含永磁体和赋能的励磁绕组的电机中，该方法可以按照前文所述的方式进行。而且，在磁通量开关电动机中可以提供与励磁绕组紧密耦合的额外的电绕组，其将通过与已描述的方法相似的方式产生取决于转子的旋转位置的互感电压。
实验室测试中使用的完整电路在图21的电路中示出了本发明的一个完整的实施例，其中与图12的实施例共用的部件由同样的参考数字来表示，与图9a的实施例共用的部件由同样的参考数字增加200来表示，并且在图22和23中示出了获得自根据本发明控制的电动机的某些实验结果，其中图22分别示出了1.0Nm和1.8Nm处的结果。尽管图21示出了图7(a)的逆变器配置的实现方案，但是本发明可以同样地通过图7b、6a和6b的电路实现。
迹线X90是来自比较器的电输出信号迹线X92是电枢电流10A/div迹线X94机械传感器信号(仅用于参考)5V/div迹线X96计时器信号5V/div迹线X100是来自比较器的电输出信号迹线X102是电枢电流10A/div迹线X104机械传感器信号(仅用于参考)5V/div迹线X106计时器信号5V/div尽管本发明已通过参考感应了励磁电流梯度变化的电枢开关描述了本发明，但是从该技术的基本特征中可以发现，其同样可以适用于在励磁绕组的激励变化时测量电枢电流中的梯度。励磁控制开关S5可以用于该目的。
在更先进的控制系统中，记录所述绕组中电流变化速率的正负号和幅度，而不是仅记录正负号的极性。所记录的值可以同关于位置的电流变化速率中的已知(或者预定的)变化进行比较(考虑转子速度和电流幅度)。该比较的结果将提供关于处于所述电流梯度改变极性的位置之间的转子位置的数据。该系统对于每个电枢传导周期中的转子速度的变化将是更加敏感的，但是也将需要更加昂贵的电路，并且由于温度的机械公差易于产生电动机参数的变化。
本领域的技术人员将认识到，上文的实施例仅借助于示例进行描述，且不具有任何限制性的含义，并且在不偏离由附属权利要求所限定的本发明的范围的前提下，多种变化和修改是可行的。特别地，尽管所述实施例对于在磁通量开关电动机上的本发明的实现方案而言是专用的，但是应当认识到，所述技术还可以用于磁通量开关发电机的控制。
权利要求
1.一种用于将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机，该电机包括转子，其具有多个转子极；定子，用于以可旋转方式接收所述转子，并且具有用于在所述转子和所述定子之间产生第一磁动势的场磁体装置，该定子并入了至少两个电绕组，其中至少一个是电枢绕组，该电枢绕组适于承载与所述转子相对于所述定子的旋转同步变化的电流，用以产生变化的第二磁动势，该第二磁动势具有横向于所述第一磁动势的分量；控制装置，用于控制给该所述电枢绕组或每个所述电枢绕组的电流供应；和位置测定装置，用于检测取决于所述转子相对于所述定子的旋转位置的至少一个感应第一电信号，该所述第一电信号或者每个所述第一电信号是通过跨越至少一个其他所述绕组的电压而被感应在所述绕组的各自绕组中，所述电压是用于将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机正常操作的要求，用以由此向所述控制装置提供至少一个第二电信号，该第二电信号表示所述转子相对于所述定子的旋转位置。
2.权利要求1的电机，其中所述定子具有多个定子极，并且至少一个所述电枢绕组被缠绕成具有对应于多个定子极节距的节距。
3.权利要求1或2的电机，其中所述场磁体装置包括至少一个励磁绕组，其适于同包含至少一个所述电枢绕组的电路串联或者并联连接。
4.权利要求3的电机，其中位置测定装置适于检测在所述至少一个励磁绕组中的所述至少一个感应第一电信号。
5.前面任何一个权利要求的电机，其中位置测定装置适于检测至少一个所述感应第一电信号何时通过至少一个阈值，用以产生所述至少一个第二电信号。
6.权利要求5的电机，其中位置测定装置适于在当至少一个所述绕组由基本均匀的电压进行赋能时和/或当至少一个所述绕组没有被赋能时，检测至少一个所述感应第一电信号何时通过至少一个各自的阈值，所述电压是用以将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机正常操作的要求。
7.权利要求5或6的电机，其中位置测定装置适于通过确定在所述转子的预定旋转周期期间、在至少一个所述绕组中、至少一个所述感应第一电信号大于或者小于至少一个各自阈值的时间的相对比例，确定何时开始和/或结束至少一个所述电枢绕组的赋能。
8.权利要求7的电机，其中位置测定装置适于控制至少一个所述电枢绕组的赋能的时序，用以维持在预定的限制内、在至少一个所述绕组中、所述至少一个感应第一电信号大于或者小于至少一个各自阈值的时间的相对比例。
9.权利要求8的电机，其中该预定的限制适于取决于所述电机的输出性能进行变化。
10.权利要求8或9的电机，其中位置测定装置适于借助于输入到所述控制装置的至少一个误差信号来控制所述赋能的时序。
11.权利要求8至10的任何一个的电机，其中位置测定装置适于响应于在预定周期期间对至少一个感应第一电信号通过阈值的检测的失败，选择性地控制所述赋能的时序。
12.权利要求5至11的任何一个的电机，其中位置测定装置适于检测至少一个所述感应第一电信号何时通过至少一个各自阈值，用以产生至少一个所述第二电信号，该至少一个所述阈值是相应的所述感应第一电信号的函数。
13.前面任何一个权利要求的电机，其中位置测定装置适于从在电机电绕组中出现的电流变化的速率中提取取决于所述转子相对于所述定子的旋转位置的至少一个感应第一电信号，该电流变化是作为跨越至少一个所述绕组的电压的存在结果而出现。
14.权利要求13的电机，其中位置测定装置包括至少一个各自的线圈，其适于磁耦合到由承载通过至少一个所述绕组的电流的导线产生的磁场。
15.前面任何一个权利要求的电机，其中位置测定装置适于获得与至少一个所述感应第一电信号相关的数据，并且将所述数据同与至少一个已知转子位置相关的数据进行比较。
16.前面任何一个权利要求的电机，其中位置测定装置适于通过在至少一个其他所述绕组被赋能时确定至少一个所述绕组中的至少一个所述感应第一电信号，提供表示处于停顿的转子的旋转位置的至少一个所述第二电信号。
17.权利要求16的电机，其中控制装置适于响应于来自所述位置测定装置的、所述转子停顿时产生的至少一个所述第二电信号，使所述转子相对于所述定子移动至稳定平衡的位置。
18.权利要求17的电机，其中位置测定装置适于通过在所述至少一个其他绕组被赋能时观察所述至少一个绕组中的各自所述感应第一电信号，指出所述转子相对于所述定子的稳定平衡的最接近位置。
19.前面任何一个权利要求的电机，其中位置测定装置适于通过间歇地对至少一个所述感应第一电信号进行采样来监视所述信号。
20.前面任何一个权利要求的电机，其中位置测定装置适于通过间歇地对至少一个所述第二电信号进行采样来监视所述信号。
21.前面任何一个权利要求的电机，其中位置测定装置适于检测由通过所述绕组的磁通量中变化而引起的所述至少一个感应第一电信号的变化速率。
22.一种控制用于将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机的方法，该电机包括转子，其具有多个转子极；和定子，用于以可旋转方式接收所述转子，并且具有用于在所述转子和所述定子之间产生第一磁动势的场磁体装置，该定子具有至少两个电绕组，其中至少一个是各自的电枢绕组，该电枢绕组适于承载与所述转子相对于所述定子的旋转同步变化的电流，用以产生变化的第二磁动势，该第二磁动势具有横向于所述第一磁动势的分量，该方法包括以下步骤检测取决于所述转子相对于所述定子的旋转位置的至少一个感应第一电信号，该所述第一电信号或者每个所述第一电信号是通过跨越至少一个其他所述绕组的电压而被感应在所述绕组的各自绕组中，所述电压是用于将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机正常操作的要求；提供表示所述转子相对于所述定子的旋转位置的至少一个第二电信号；和响应于至少一个所述第二电信号，控制给该所述电枢绕组或每个所述电枢绕组的电流供应。
23.权利要求22的方法，其中检测所述至少一个感应第一电信号包括检测在所述场磁体装置的至少一个励磁绕组中的至少一个所述感应第一电信号。
24.权利要求22或23的方法，其中检测所述至少一个感应第一电信号包括检测至少一个所述感应第一电信号何时通过至少一个阈值，用以产生至少一个所述第二电信号。
25.权利要求24的方法，其中检测所述至少一个感应第一电信号包括当至少一个所述绕组由基本均匀的电压进行赋能时和/或当至少一个所述绕组没有被赋能时，检测至少一个感应第一电信号何时通过至少一个各自的阈值，所述电压是用以将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能的电机正常操作的要求。
26.权利要求24或25的方法，进一步包括以下步骤通过确定在所述转子的预定旋转周期期间、在至少一个电机绕组中、至少一个感应第一电信号大于或者小于至少一个各自阈值的时间的相对比例，确定何时开始和/或结束至少一个所述电枢绕组的赋能。
27.权利要求26的方法，进一步包括以下步骤控制至少一个所述电枢绕组的赋能的时序，用以维持在预定的限制内、在至少一个所述绕组中、至少一个所述感应第一电信号大于或者小于至少一个各自阈值的时间的相对比例。
28.权利要求27的方法，进一步包括以下步骤取决于所述电机的输出性能来改变所述预定的限制。
29.权利要求22至28的任何一个的方法，进一步包括以下步骤借助于至少一个误差信号来控制所述赋能的时序。
30.权利要求29的方法，进一步包括以下步骤响应于在预定周期期间对至少一个所述感应第一电信号通过阈值的检测的失败，选择性地控制所述赋能的时序。
31.权利要求22至30的任何一个的方法，其中检测所述至少一个感应第一电信号包括检测至少一个所述感应第一电信号何时通过至少一个各自阈值，用以产生至少一个所述第二电信号，该至少一个所述阈值是相应的所述感应第一电信号的平均值的函数。
32.权利要求22至31的任何一个的方法，进一步包括以下步骤从在所述绕组之一中出现的电流变化的速率中提取取决于所述转子相对于所述定子的旋转位置的至少一个感应第一电信号，该电流变化是作为跨越一个或更多其他所述绕组的电压的存在结果而出现。
33.权利要求22至32的任何一个的方法，进一步包括以下步骤获得与至少一个所述感应第一电信号相关的数据，并且将所述数据同与至少一个已知转子位置相关的数据进行比较。
34.权利要求22至33的任何一个的方法，进一步包括以下步骤通过在至少一个其他所述绕组被赋能时确定至少一个绕组中的至少一个所述感应第一电信号，提供表示处于停顿的所述转子的旋转位置的至少一个所述第二电信号。
35.权利要求34的方法，进一步包括以下步骤响应于来自所述位置测定装置的、所述转子停顿时产生的至少一个所述第二电信号，使所述转子相对于所述定子移动至稳定平衡的位置。
36.权利要求35的方法，进一步包括以下步骤通过在至少一个其他所述绕组被赋能时观察至少一个所述绕组中的各自所述感应第一电信号，指出所述转子相对于所述定子的稳定平衡的最接近位置。
37.权利要求22至36的任何一个的方法，进一步包括以下步骤通过间歇地对至少一个所述感应第一电信号进行采样来监视所述信号。
38.权利要求22至37的任何一个的方法，进一步包括以下步骤通过间歇地对至少一个所述第二电信号进行采样来监视所述信号。
39.权利要求22至38的任何一个的方法，其中检测取决于所述转子旋转位置的所述至少一个第一电信号包括检测由通过所述绕组的磁通量中的变化而引起的所述至少一个感应第一电信号的变化速率。
40.一种确定电机的至少一个绕组中的电流变化的速率的方法，该电机用于将电能转换为机械能和/或将机械能转换为电能，该方法包括监视感应在至少一个各自线圈中的电压，该线圈磁耦合到由承载所述电流的导线产生的磁场。
全文摘要
公开了一种具有定子(30)和转子(31)的电机。该电机具有由适当的供电电子控制器(401)进行赋能的励磁绕组(F)和电枢绕组(A)。控制器(400)向供电电子控制器(401)发送信号以控制电枢电流，从而控制电机操作。当电机作为电动机操作时，通过与转子(31)的旋转同步地施加所施加的电压，向电枢绕组(A)提供来自供电电子控制器的电流。取决于转子旋转位置的互感第一电信号将感应在励磁绕组(F)中。这将在通过供电电子控制器(401)得到的励磁电流中产生叠加的梯度。模块(402)可以自励磁电流中提取该互感第一电信号，该模块(402)可以是微分器电路或者可以是耦合到围绕励磁电流导线的磁场的线圈。提供了信号调节电路(403)，其可以包含滤波器电路。模块(404)产生用于比较器(405)的参考电压。该参考电压可以是零，由此比较器(405)确定该互感第一电信号的极性。来自比较器的输出是表示该互感第一电信号是否小于或者大于由模块(404)施加的阈值的数字信号。该比较器的输出，即第二电信号，表示转子相对于定子的旋转位置，并且提供给控制器(400)，用以维持电枢激励和转子位置之间的同步。
文档编号H02P25/02GK1682431SQ03821787
公开日2005年10月12日 申请日期2003年9月12日 优先权日2002年9月12日
发明者查尔斯·波洛克, 海伦·杰拉尔丁·菲利斯·波洛克 申请人:百得有限公司, 莱斯特大学