专利名称：稳压电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种具有高速负荷响应特性，且具有返折(fold-back)式过流保护功能的稳压电源装置。
背景技术：
通过主控制晶体管对直流输入电压进行控制，从而输出给定的电压的输出电压的这种稳压电源装置目前正在使用。该稳压电源装置中，能够通过误差放大器得到输出电压与基准电压之间的差，对主控晶体管进行控制，使得输出电压变成给定的电压。另外，当由于负荷侧的故障等导致输出电流变成过流状态时，还设置有限制输出电流在给定值之下的过流保护功能。作为该过流保护功能，并不是电流下降特性，而是降低输出电压的同时降低输出电流，即所谓的返折特性，具有该特性的稳压电源是公知的(参考专利文献1)。
具有该返折式过流保护功能的稳压电源装置，在输出电流在给定的电流值之内时，产生稳压的输出电压，当达到应当进行保护的给定电流值时，能够同时降低输出电压与输出电流，因此能够使保护动作状态下的损耗较少。
在稳压电源装置的返折式过流保护功能中，必须不受周围温度以及使用状况的影响，正确地确定应当保护的给定电流值；必须尽可能地将过流保护动作状态下所流动的电流设置为最小；为了在启动时能够可靠的进行启动，必须保持给定的偏置量。
以前的稳压电源装置，由于是将给定的偏置量、利用电阻器以及二极管的压降而得到的，因此容易受到周围温度和使用状况的影响。所以，很难正确地确定应当保护的给定电流值。另外，需要降过流保护动作状态下所流动的电流，以估计宽裕而设置得较大，这样导致功率消耗增大。
另外，近年来，作为电源装置的负荷侧的用于滤波用等的电容器，使用陶瓷电容器的情况越来越多。其理由是，陶瓷电容器的单位体积容值比钽质电容器以及电解电容等的单位体积容值大，能够小型化从而得到给定的容值，并且具有优越的可靠性、持久性等等。因此，伴随着电子机器的小型化以及节能化，电子机器中所使用的电容器，几乎全部都在向层叠式等陶瓷电容器转移。另外，陶瓷电容器还具有等价串联电阻(ESR)比钽质电容器以及电解电容的等价串联电阻明显要小的特征。
由于该ESR较小使得损耗较少，从降低消耗功率的观点来看是很理想的。但是，在高速进行稳压电源装置的电压反馈控制的情况下，由于ESR较小，很难得到用于相位补偿的交流成分的反馈信号。如果对应于该交流成分反馈信号较少的程度，提高控制系统的放大率，会提高控制回路中产生震荡的可能性，就产生这样一个新问题。
专利文献1特开2002-304225号公报。
发明内容
因此，本发明的目的在于，使得具有高速负荷响应特性的稳压电源装置中，具有返折式过流保护功能，同时不受周围温度以及使用状况的影响，准确地决定应当保护的给定电流值，并且在过流保护动作状态时维持低电流，以及保持用于可靠地进行启动的偏置量。
另外，本发明的目的还在于，使得具有高速负荷响应特性的稳压电源装置，具有返折式过流保护功能，同时增大交流成分的反馈信号，可靠地进行用于防止震荡的相位补偿。
另外，本发明的目的还在于，使得具有高速负荷响应特性的稳压电源装置，实现进一步的高速动作及低功耗。
一种稳压电源装置，其具有输出电路，其包括用来根据输出控制信号控制导通度，将电源电压变换成给定的输出电压，并将该输出电压以及输出电流输出给外部的主控制晶体管电路，以及用来产生对应于上述输出电压的反馈电压的电压检测电路；电流检测电路，其产生与上述输出电流相对应的输出电流检测电压；
电压控制电路，其用来对基准电压与上述反馈电压进行比较，根据该差值输出作为上述输出控制信号源的电压控制信号；过流限制电路，其将上述反馈电压与偏置电压之和电压，与上述输出电流检测电压进行比较，当上述输出电流检测电压超过上述和电压时，控制上述电压控制信号，使得上述主控制晶体管电路向截止变化，并使上述输出电压与上述输出电流一起减少，在上述偏置电压在上述输出电流检测电压较低时较大，且随着上述输出电流检测电压升高而变小。
上述过流限制电路包括差动电路，该差动电路由栅极被加载上述反馈电压的反馈用MOS晶体管和栅极与给定的电位点相连接且两端之间产生上述偏置电压的偏置用MOS晶体管的串联电路、与在栅极被加载上述输出电流检测电压的电压检测用MOS晶体管所构成。
上述电压控制电路，具有电压控制用MOS晶体管与电流源电路的串联电路，以及对上述基准电压与上述反馈电压进行比较，将该所比较的差加载给上述电压控制用MOS晶体管的栅极的误差放大器，从上述电压控制用MOS晶体管与上述电流源电路的串联连接点输出上述电压控制信号。
上述电压检测电路包括电阻分压电路，其对上述主控制晶体管电路的输出端的电压进行分压，从该分压点输出上述反馈电压；副控制晶体管电路，其导通度被上述输出控制信号所控制；反馈调整电路，其跨接在上述主控制晶体管电路的输出端与上述副控制晶体管电路的输出端之间；以及第1反馈电容器，其跨接在上述副控制晶体管电路的输出端与上述分压点之间。
还设有第2反馈电容器，其与上述电阻分压电路的上述主控制晶体管电路的输出端侧的分压电阻并联。
上述电压检测电路包括电阻分压电路，其对上述主控制晶体管电路的输出端的电压进行分压，从该分压点输出上述反馈电压；副控制晶体管电路，其导通度被上述输出控制信号所控制；
反馈调整电路，其跨接在上述主控制晶体管电路的输出端与上述副控制晶体管电路的输出端之间；及第1反馈电容器，其跨接在上述副控制晶体管电路的输出端与上述分压点之间。
还设有第2反馈电容器，其与上述电阻分压电路的上述主控制晶体管电路的输出端侧的分压电阻并联。
上述反馈调整电路，包括根据上述输出电流检测电压而进行控制的可变电阻机构，该可变电阻机构，具有其电阻值在上述输出电流检测电压升高时变小，在上述输出电流检测电压降低时变大的特性。
上述可变电阻机构具有MOS晶体管，该MOS晶体管根据上述输出电流检测电压进行控制。
上述反馈调整电路，具有电阻值可调整的电阻。
上述电流检测电路，由导通度被上述输出控制信号所控制的电流检测用晶体管电路与电流检测用电阻串联的电路构成；输出与流入该电流检测用电阻中的电流相对应的上述输出电流检测电压。
在上述电压控制电路的输出端与上述主控制晶体管电路的栅极之间，具有电流放大段电路，该电流放大段电路使用用于将上述电压控制信号变换成上述输出控制信号的场效应晶体管。
根据本发明，在具有返折式过流保护功能的稳压电源装置中，将反馈电压与偏置电压的和电压，与输出电流检测电压进行比较，同时，该偏置电压具有在输出电流检测电压(也即输出电流)降低时变大，且随着输出电流检测电压升高而变小这样的与输出电流检测电压成逆比例的特性。这样，能够不受周围温度以及使用状况的影响，正确地决定应当保护的给定电流值，并且在过流保护动作状态时维持输出电流为低电流，以及保持用于可靠地进行启动的偏置量。
另外，含有栅极被加载反馈电压的反馈用MOS晶体管，以及栅极与给定的电位点相连接且两端之间产生偏置电压的偏置用MOS晶体管的串联电路，与栅极被加载输出电流检测电压的电压检测用MOS晶体管所构成的差动电路。这样，能够通过简单的构成，准确可靠地将偏置电压分别自动设定为给定的电压。
另外，本发明的稳压电源装置，通过反馈调整电路与第1反馈电容器，反馈和来自副控制晶体管电路的输出电流成正比的电压，因此，即使在输出端连接有ESR较小的陶瓷电容器的情况下，也能够可靠地进行用于防止震荡的位相补偿。这样，能够在通过高速的场效应晶体管电路构成电流放大段电路的同时，实现相当高速的返折控制回路。
另外，由于对应于输出电流的大小而自动变更反馈调整电路的电阻值，因此能够更适当的进行相位补偿。
另外，本发明的稳压电源装置，通过使用场效应晶体管的电流放大段电路，对电压控制电路的电压控制信号进行放大，变换成提供给主控制晶体管电路的输出控制信号。这样，能够实现更加高速的动作。
另外，本发明的稳压电源装置中，主控制晶体管电路、副控制晶体管电路以及电流检测晶体管电路的各个晶体管，可以由P型MOS晶体管或PNP型场效应晶体管构成。
图1是说明本发明的实施方式的稳压电源装置构成的示意图。
图2是说明图1中的反馈调整电路构成例的示意图。
图3是说明图1中的过流限制电路的具体构成例的示意图。
图4是说明本发明的返折式过流保护特性的示意图。
图中10-输出电路，11-主控制晶体管电路(P型MOS晶体管)，12-副控制晶体管电路(P型MOS晶体管)，13、14-分压电阻，15-第2反馈电容器，16-反馈调整电路，16-1-可变电阻机构(P型MOS晶体管)，16-2-反相放大器，17-第1反馈电容器，20-电流检测电路，21-电流检测晶体管电路(P型MOS晶体管)，22、23-电流检测用电阻，30-电压控制电路，31-误差放大器，32-电压控制用MOS晶体管(P型MOS晶体管)，33-电流源电路，40-电流放大段电路，41～44-场效应晶体管，45-电流源电路，50-过流限制电路，51-电压比较器，52-P型MOS晶体管，53-偏置电压产生机构(偏置用MOS晶体管)，54-反馈用MOS晶体管，55-检测电压用MOS晶体管，56～61-MOS晶体管，Vcc-电源电压，Vo-输出电压，Io-输出电流，Vfb-反馈电压，Vocp-输出电流检测电压，Vref-基准电压，Voff-偏置电压，Sv-电压控制信号，So-输出控制信号。
具体实施例方式
下面对照附图，对本发明的稳压电源装置的实施方式进行说明。图1是表示本发明实施方式的稳压电源装置的构成的示意图。图2是表示图1中的反馈调整电路的构成例的示意图。图3是说明图1中的过流限制电路的具体构成例的示意图。图4为说明本发明的返折式过流保护特性的示意图。
图1中，输出电路10中，通过输出控制信号So控制作为主控制晶体管电路的P型MOS晶体管11，将电源电压Vcc变换成给定的输出电压Vo。将该输出电压Vo以及输出电流Io输出到外部。外部连接有负荷Lo或用于滤波等的电容器Co。作为该电容器Co，通常使用陶瓷电容器。
另外，输出电路10，具有用于产生对应于输出电压Vo的反馈电压Vfb的电压检测电路。该电压检测电路，由图1的输出电路10中除了P型MOS晶体管11之外的电路部分构成。
该电压检测电路，设有通过电阻13与电阻14对P型MOS晶体管11的输出端的输出电压Vo进行分压，从该分压点输出反馈电压Vfb的电阻分压电路，以及被输出控制信号So控制导通度的作为副控制晶体管电路的P型MOS晶体管12，以及跨接在P型MOS晶体管11的输出端与P型MOS晶体管12的输出端之间的反馈调整电路16，以及跨接在P型MOS晶体管12的输出端与电阻分压电路13、14的分压点之间的第1反馈电容器17。另外，还可以设置与P型MOS晶体管11的输出端侧的分压电阻13并联的第2反馈电容器15。P型MOS晶体管12的电流依赖于反馈调整电路16的电阻值，可以是P型MOS晶体管11的电流的几百分之一左右。
反馈调整电路16，包括根据对应于输出电流Io的输出电流检测电压Vocp而被控制的可变电阻机构。该可变电阻机构的电阻值，理想的是具有在输出电流检测电压较大时变小，在输出电流检测电压较小时变大的特性。该可变电阻机构，如图2所示，由MOS晶体管构成。具体的说，根据P型MOS晶体管16-1经反相放大器16-2所输出的电流检测电压Vocp而被控制。另外，反馈调整电路16还能够由电阻值被调整了的电阻构成。分压电阻13、14的电阻值，与反馈调整电路16的电阻值相比相当大。
电流检测电路20，用于产生对应于输出电流Io的输出电流检测电压Vocp的电路。该电流检测电路20，由作为被输出控制信号So控制导通度的电流检测晶体管电路的P型MOS晶体管21，与电流检测用电阻22、23的串联电路构成，输出对应于流过该电流检测用电阻23中电流的输出电流检测电压Vocp。电流检测用电阻也可以只有电阻23。另外，P型MOS晶体管21的电流，由于可以产生对应于输出电流Io的输出电流检测电压Vocp，因此可以是例如P型MOS晶体管11的电流的几千分之一左右。另外，电流检测电路20并不仅限于图1中的例子，还可以例如在P型MOS晶体管11上串联电流检测用电阻，直接检测出输出电流Io。
电压控制电路30，是比较基准电压Vref与反馈电压Vfb，对应于该差输出作为输出控制信号So的信号源的电压控制信号Sv的电路。该电压控制电路30，具有作为电压控制用MOS晶体管的P型MOS晶体管32与电流源电路33的串联电路，以及对基准电压Vref与反馈电压Vfb进行比较，将该比较差值输出加载到P型MOS晶体管32的栅极上的误差放大器31。从该P型MOS晶体管32与电流值I1的电流源电路33的串联连接点，输出电压控制信号Sv。另外，基准电压Vref是从电源电压Vcc通过例如能带隙式稳压电路等所形成的，是与希望输出的输出电压Vo相对应的一定的电压。
电流放大段电路40，从电压控制电路30的输出端输入电压控制信号Sv。对该电压控制信号Sv进行电流放大，形成输出控制信号So，提供给P型MOS晶体管11等的栅极。
该电流放大段电路40由下述的场效应晶体管电路构成。从电源电压Vcc开始，顺次串联有电流值I2(且I2＜I1)的稳流源电路45、集电极与基极相连接的NPN型场效应晶体管(以下称作NPN晶体管)42、基极与集电极相连接的PNP型场效应晶体管(以下称作PNP晶体管)41，最后与电压控制电路30的输出端相连接。另外，电源电压Vcc开始，顺次串联有基极与PNP晶体管42的基极相连接的NPN型晶体管44、基极与PNP型晶体管41的基极相连接的PNP晶体管43，最后接地。从NPN晶体管44与PNP晶体管43之间的串联连接点取出输出控制信号So。
一般来说，在用CMOS晶体管电路等驱动作为主控制晶体管电路的P型MOS晶体管11的情况下，通常该速度会很慢。为了提高该速度，需要更大的电流进行驱动。因此，为了实现高速度，会导致消耗大量的电流。然而，像本发明这样通过场效应晶体管电路构成电流放大段电路，能够高速进行驱动，并且能够以较少的消耗电流驱动P型MOS晶体管11。
过流限制电路50，将反馈电压Vfb与偏置电压Voff之和的电压Vfb+Voff，与输出电流检测电压Vocp进行比较。而且，当检测到输出电流检测电压Vocp超过了和电压Vfb+Voff时，电压控制信号Sv，将P型MOS晶体管11向截止方向控制，使输出电压Vo与输出电流Io一起减少。偏置电压Voff具有在输出电流检测电压Vocp较低时变大、且随着输出电流检测电压Vocp变大而变小这样的与输出电流检测电压成逆比例的特性。
产生该偏置电压Voff的偏置电压产生机构53，例如由P型MOS晶体管构成。在电压比较器51的正(+)输入端中，被输入和电压Vfb+Voff，在其负(-)输入端中，被输入了输出电流检测电压Vocp。该电压比较器51的比较输出被加载到P型MOS晶体管52的栅极。P型MOS晶体管52被连接在电源电压Vcc与电压控制电路30的输出端之间，因此，由过流限制电路50的输出，对电压控制信号Sv进行控制。
图3为说明过流限制电路50的更加具体的电路构成例的示意图。图3中，包含差动电路，该差动电路由栅极被加载反馈电压Vfb的P型反馈用MOS晶体管54和栅极与给定的电位点(本例中为接地)相连接且两端之间产生偏置电压Voff的P型返折用MOS晶体管53的串联电路，与由栅极被加载输出电流检测电压Vocp的P型电压检测用MOS晶体管55构成。
返折用MOS晶体管53与电压检测用MOS晶体管55各自的一端连接在一起，通过电流源电路62与电源电压Vcc相连接。反馈用MOS晶体管54的一端与返折用MOS晶体管53的另一端相连接。反馈用MOS晶体管54的另一端，经漏极与栅极相连接的N型MOS晶体管56接地。另外电压检测用MOS晶体管55的另一端，经漏极与栅极相连接的N型MOS晶体管57接地。
另外，也可以分别使用PNP晶体管来代替P型MOS晶体管，构成主控制晶体管电路11、副控制晶体管电路12以及电流检测晶体管电路21。这样，通过在主控制晶体管电路11等中使用P型MOS晶体管或PNP晶体管，能够构成低饱和调节器式的稳压电源装置。
电源电压Vcc与地之间，依次连接有栅极与漏极相连接的P型MOS晶体管60，以及栅极与N型MOS晶体管57的栅极相连接的N型MOS晶体管59。另外，电源电压Vcc与地之间，还依次连接有栅极与P型MOS晶体管60的栅极相连接的P型MOS晶体管61，以及栅极与N型MOS晶体管56的栅极相连接的N型MOS晶体管58，其串联连接点与P型MOS晶体管52的栅极相连接。
下面对照图1～图4，对如上所构成的本发明的稳压电源装置的动作进行说明。
在通常动作时，来自误差放大器31的基准电压Vref与反馈电压Vfb之间的差值输出，提供给P型MOS晶体管32的栅极。之后，从电压控制电路30输出对应于该差输出的电压控制信号Sv。该电压控制信号Sv在电流放大段电路40被放大，变成输出控制信号So。该输出控制信号So被提供给P型MOS晶体管11、12、21的栅极。
从P型MOS晶体管11的输出端，输出对应于基准电压Vref，被控制为给定值Vol的输出电压Vo，另外，输出响应负荷侧的要求的电流(大体上是输出电流Io)。
从P型MOS晶体管12的输出端，输出大小与输出控制信号So相对应的电流Ioo，经反馈调整电路16，变成输出电流Io的极小的一部分。这样，在反馈调整电路16中产生了作为反馈调整电路16的电阻值Rb与电流Ioo之间乘积的压降。
输出电压Vo的直流电压中叠加有高频的交流成分电压。该输出电压Vo被分压电阻13、14以及第2反馈电容器15分压。该分压点的电压，作为反馈电压Vfb被反馈给误差放大器31。
为了防止稳压电源装置的控制回路的震荡，设置了第2反馈电容器15使输出电压Vo的交流成分容易被反馈。然而，在与负荷侧相连接的电容器Co为陶瓷电容器的情况下，其ESR远比钽质电容器以及电解电容器等的ESR小。例如，钽质电容器以及电解电容器等的ESR为1Ω～10Ω左右，与此相对，陶瓷电容器的ESR为10mΩ～50mΩ左右。因此，交流成分被电容器Co吸收的结果是，输出电压Vo的交流成分电压变小，因此只通过第2反馈电容器15，还不能够充分进行交流成分的反馈。
本发明中，将来自P型晶体管12的电流Ioo通过反馈调整电流16流入负荷侧。这样，形成反馈调整电路16的电阻值Rb与电流Ioo的乘积的压降。得到该压降与输出电压Vo重叠的重叠电压Voo(＝Vo+Rb×Ioo)。该重叠电压Voo，经第1反馈电容器17被提供给电阻分压电路的分压点。
这样，反馈电压Vfb中重叠有对输出电压Vo进行电阻分压的直流成分电压，以及重叠电压Voo中所含有的交流成分电压。将该被重叠的反馈电压Vfb反馈到误差放大器31。也即，电容器Co的ESR，从交流成分的反馈来看实质上变大了。当然，并不是电容器Co自身的电阻变大了，而是电容器Co的损耗变小。
这样，即使在负荷侧(输出端)连接有ESR较小的陶瓷电容器Co的情况下，也能够可靠地进行用于防止震荡的位相补偿。这样，能够在通过高速的场效应晶体管电路构成电流放大段电路40的同时，实现相当高速的返折控制回路。
该反馈调整电路16，如图2所示，含有被根据输出电流检测电压Vocp进行控制的可变电阻机构16-1。该可变电阻机构16-1的电阻值，优选具有在输出电流检测电压较大时变小，在输出电流检测电压较小时变大的特性。具体的说，可变电阻机构16-1使用P型MOS晶体管，能够通过以输出电流检测电压Vocp为输入的反相放大器16-2的输出，对P型MOS晶体管16-1进行控制。
这样，通过使用可变电阻机构16-1作为反馈调整电路16，能够使其电阻值对应于负荷的大小(输出电流)进行变化。也即，能够实质上改变负荷侧电容器的ESR。因此，增加了设计相位补偿电路时的自由度。
另外，假设在反馈调整电路16的电阻值为较大的固定值的情况下，在重负荷时等，作为主控制晶体管电路的P型MOS晶体管11为饱和状态时，作为与电流反射镜相连接的副控制晶体管电路的P型MOS晶体管12，有可能会无法工作。在这种情况下，由于反馈调整电路16自身失去了效果，因此控制回路就会发生震荡。然而，本发明中，由于使用可变电阻机构16-1作为反馈调整电路16，因此在重负荷的情况下，进行控制从而自动降低反馈调整电路16的电阻值。因此，本发明能够维持防止震荡的效果。
另外，反馈调整电路16可以使用电阻值被调整了的电阻。这种情况下，该电阻值，可以设置为可变电阻机构16-1在从重负荷时到轻负荷时的电阻值的中间值左右。即使在反馈调整电路16使用电阻值被调整了的电阻的情况下，与以前相比，由于增大了交流成分的反馈，因此能够充分地进行用于震荡防止的相位补偿。
接下来，对过流时的保护动作进行说明。本发明的具有返折式过流保护功能的稳压电源装置，如图4所示，在应当保护的给定电流值Ioc以内，输出稳压Vol的输出电压Vo。
当负荷侧的故障等导致输出电流Io超过给定的保护电流值Ioc，变成过流状态时，将输出电流Io限制到保护电流Ioc以下，在输出电压Vo下降的同时，输出电流Io也下降。这样，在过流保护动作状态下，在输出电压Vo达到零电压时，流动给定的较小的续流电流值Ioff而进行工作。
该返折式过流保护功能中，不受周围温度等的影响而以一定的保护电流值Ioc进行保护动作，以及使过流保护动作状态下所流过的续流电流值Ioff尽可能的小这两点，在耐过流量等的设计上非常重要。另外，与续流电流值Ioff相关，为了使稳压电源装置在启动时能够可靠地启动，必须在反馈电压侧可靠地保持偏置量。
过流限制电路50，在通常运转时，在反馈电压Vfb为对应于稳压Vol的高电压的同时，输出电流检测电压Vocp为低电压。因此，反馈电压Vfb与偏置电压Voff之间的和电压Vfb+Voff，与输出电流检测电压Vocp的比较，是输出电流检测电压Vocp较小。因此，在通常运转时，P型MOS晶体管52的栅极被加载高电平的电压，不进行过流保护动作。
该偏置电压Voff，是根据作为偏置电压产生机构的偏置电压用MOS晶体管53的栅极(为接地电位)与源极之间(也即，偏置电压用MOS晶体管53的栅极，与偏置电压用MOS晶体管53与电压检测用MOS晶体管55各一端的共同连接点之间)的电压Vgs而确定的。这样，在电压检测用MOS晶体管55的栅极上所加载的输出电流检测电压Vocp较低时变大，反之，在输出电流检测电压Vocp变大时变小。
当输出电流Io变大，接近保护电流值Ioc时，与此相对应，输出电流检测电压Vocp变大，因此偏置电压Voff变小，几乎变为0V。该状态下的偏置电压Voff，由于处于可以不进行考虑的程度，因此，以后将其视为0V而进行说明。
输出电流检测电压Vocp，在输出电流Io达到保护电流值Ioc时，被设定为超过反馈电压Vfb。因此，当输出电流Io达到保护电流值Ioc时，输出电流检测电压Vocp会超过反馈电压Vfb，使P型MOS晶体管52变为导通状态。
P型MOS晶体管52导通并流过电流之后，电流放大段电流40流向稳压电流电路33的电流会有相应程度的减小。其结果是，输出控制信号So变高，输出电压Vo降低，另外，输出电流Io变小。也即，如图4所示，输出电压Vo从稳压Vol向0V下降，输出电流Io从保护电流值Ioc向续流电流值Ioff减小。
随着输出电流Io的降低，输出电流检测电压Vocp逐渐变小，因此偏置用MOS晶体管53的栅极与源极之间的电压Vgs下降。随之该电压Vgs的下降，偏置用MOS晶体管53的源极一漏极之间的电压Vds，也即偏置电压Voff变大。对应于输出电压Vo变为0V时的偏置电压Voff，续流电流值Ioff也被确定。
这样，本发明中，偏置电压Voff，在输出电流检测电压Vocp(也即输出电流Io)较低时变大，且随着输出电流检测电压Vocp(也即输出电流Io)变大而变小。因此，能够准确地将输出电流Io控制为保护电流值Ioc，且能够在过流保护动作状态时可靠地维持较小的续流电流值Ioff。
另外，该偏置电压Voff，在启动本发明的稳压电源装置时，为了可靠地进行启动，起着重要作用。
也即，在启动时，由于反馈电压Vfb与输出电流检测电压Vocp都为0，因此在没有偏置电压Voff的情况下，对这些电压进行差动比较的电压比较器51的动作有可能会处于不稳定的状态。这种情况下，会发生称作启动不良的不良状况。然而，本发明在启动时，通过偏置电压产生机构53，能够产生给定的偏置电压Voff，因此能够可靠地进行启动。
权利要求
1.一种稳压电源装置，其特征在于，具有输出电路，其包括用来根据输出控制信号控制导通度，将电源电压变换成给定的输出电压，并将该输出电压以及输出电流输出给外部的主控制晶体管电路，以及用来产生对应于上述输出电压的反馈电压的电压检测电路；电流检测电路，其产生与上述输出电流相对应的输出电流检测电压；电压控制电路，其用来对基准电压与上述反馈电压进行比较，根据该差值输出作为上述输出控制信号源的电压控制信号；过流限制电路，其将上述反馈电压与偏置电压之和电压，与上述输出电流检测电压进行比较，当上述输出电流检测电压超过上述和电压时，控制上述电压控制信号，使得上述主控制晶体管电路向截止变化，并使上述输出电压与上述输出电流一起减少，在上述偏置电压在上述输出电流检测电压较低时较大，且随着上述输出电流检测电压升高而变小。
2.根据权利要求1所述的稳压电源装置，其特征在于，上述过流限制电路包括差动电路，该差动电路由栅极被加载上述反馈电压的反馈用MOS晶体管和栅极与给定的电位点相连接且两端之间产生上述偏置电压的偏置用MOS晶体管的串联电路、与在栅极被加载上述输出电流检测电压的电压检测用MOS晶体管所构成。
3.根据权利要求1所述的稳压电源装置，其特征在于，上述电压控制电路，具有电压控制用MOS晶体管与电流源电路的串联电路，以及对上述基准电压与上述反馈电压进行比较，将该所比较的差加载给上述电压控制用MOS晶体管的栅极的误差放大器，从上述电压控制用MOS晶体管与上述电流源电路的串联连接点输出上述电压控制信号。
4.根据权利要求2或3所述的稳压电源装置，其特征在于，上述电压检测电路包括电阻分压电路，其对上述主控制晶体管电路的输出端的电压进行分压，从该分压点输出上述反馈电压；副控制晶体管电路，其导通度被上述输出控制信号所控制；反馈调整电路，其跨接在上述主控制晶体管电路的输出端与上述副控制晶体管电路的输出端之间；以及第1反馈电容器，其跨接在上述副控制晶体管电路的输出端与上述分压点之间。
5.根据权利要求4所述的稳压电源装置，其特征在于，还设有第2反馈电容器，其与上述电阻分压电路的上述主控制晶体管电路的输出端侧的分压电阻并联。
6.根据权利要求1所述的稳压电源装置，其特征在于，上述电压检测电路包括电阻分压电路，其对上述主控制晶体管电路的输出端的电压进行分压，从该分压点输出上述反馈电压；副控制晶体管电路，其导通度被上述输出控制信号所控制；反馈调整电路，其跨接在上述主控制晶体管电路的输出端与上述副控制晶体管电路的输出端之间；及第1反馈电容器，其跨接在上述副控制晶体管电路的输出端与上述分压点之间。
7.根据权利要求6所述的稳压电源装置，其特征在于，还设有第2反馈电容器，其与上述电阻分压电路的上述主控制晶体管电路的输出端侧的分压电阻并联。
8.根据权利要求6或7所述的稳压电源装置，其特征在于，上述反馈调整电路，包括根据上述输出电流检测电压而进行控制的可变电阻机构，该可变电阻机构，具有其电阻值在上述输出电流检测电压升高时变小，在上述输出电流检测电压降低时变大的特性。
9.根据权利要求8所述的稳压电源装置，其特征在于，上述可变电阻机构具有MOS晶体管，该MOS晶体管根据上述输出电流检测电压进行控制。
10.根据权利要求6或7所述的稳压电源装置，其特征在于，上述反馈调整电路，具有电阻值可调整的电阻。
11.根据权利要求1所述的稳压电源装置，其特征在于，上述电流检测电路，由导通度被上述输出控制信号所控制的电流检测用晶体管电路与电流检测用电阻串联的电路构成；输出与流入该电流检测用电阻中的电流相对应的上述输出电流检测电压。
12.根据权利要求1所述的稳压电源装置，其特征在于，在上述电压控制电路的输出端与上述主控制晶体管电路的栅极之间，具有电流放大段电路，该电流放大段电路使用用于将上述电压控制信号变换成上述输出控制信号的场效应晶体管。
全文摘要
将反馈电压与偏置电压之和的电压与输出电流检测电压(也即输出电流)进行比较，同时，使该偏置电压具有在输出电流较低时变大，且随着输出电流变大而变小这样的与输出电流成反比例的特性。另外，使交流成分的反馈量较多，等价增大输出侧电容器的ESR，可靠地进行用于防止震荡的相位补偿。从而使得在具有高速负荷响应特性的稳压电源装置中，具有返折式过流保护功能，同时不受周围温度以及使用状况的影响而正确地决定应当保护的给定电流值，并且在过流保护动作状态时维持低电流，以及可靠地保持用于启动的偏置量。
文档编号H02M3/04GK1610229SQ200410087449
公开日2005年4月27日 申请日期2004年10月18日 优先权日2003年10月21日
发明者菊池弘基 申请人:罗姆股份有限公司