专利名称：可变频率振荡电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种振荡电路，广泛用于荧光灯电子镇流器、冷阴极管CCFL逆变器、变换器或恒压或恒流的开关电源或充电器等装置中。
背景技术：
一般半桥式自激振荡变换器(或逆变器)的基本电路，如在科学出版社《新型开关电源设计与应用》(作者为何希才)，2001年2月第一版第20页所介绍的，它有2个变压器T1和T2，T1为主变压器，T2为可饱和变压器。整个变换器的振荡频率由可饱和变压器所控制。振荡频率不能随意改变，振荡频率由每周期可饱和变压器T2的饱和时间所决定，而饱和时间是由T2磁芯大小和其上的圈数和加在线圈上的电压决定。圈数和磁芯大小不能变化，电子线路使加上线圈上的电压在某一输入电压时为固定不变，所以整个变换器在某一输入电压时的振荡频率为不变。用这种自激振荡器造成的变换器，不论是否串联上电感及电容使其成为并联谐振变换器，串联谐振变换器(电流谐振变换器)，或只有电感的隔离的升压型变换器，输出电压都不能改变，即输出功率是不可调的。应用在荧光灯镇流器的电流谐振逆变器也是由于频率不变，输出功率不变，所以荧光灯或冷阴极管CCFL的光度也是不可调的。
发明内容本实用新型的主要目的就是为了解决现有技术中的振荡器不能实现变频的问题，提供一种可变频率振荡电路，其振荡频率是可调的，所以输出功率也是可调的。
为实现上述目的，本实用新型提出了一种可变频率振荡电路，包括振荡单元，响应电源信号，产生振荡信号并通过功率输出端子(E、F)输出至振荡电路负载，所述振荡单元包括充放电装置C11、C12；第一半波产生装置串联在第一开关晶体管Q1的控制极和主电流导通极之间的支路1响应充放电装置C11、C12的电流信号，产生周期性变化的第一电压信号，第一开关晶体管响应支路1的第一电压信号导通或关闭，从而产生第一半波振荡信号；第二半波产生装置串联在第二开关晶体管Q2的控制极和主电流导通极之间的支路2响应充放电装置C11、C12的电流信号，产生周期性变化的第二电压信号，第二开关晶体管响应支路2的第二电压信号导通或关闭，从而产生第二半波振荡信号；可饱和变压器T1-B与充放电装置C11、C12串联在振荡单元的输出端子E、F之间，交替响应第一半波产生装置和第二半波产生装置导通时的信号，产生逐渐变大的磁化电流，用于在磁化电流达到饱和时改变充放电的方向；还包括可变电压单元VC1、VC2产生可调整大小的电压，输出端A、B分别耦合至支路1和支路2的两端，用于控制振荡单元的振荡频率。
所述可变电压单元VC1、VC2包括用于产生可调电压的电压控制装置和用于将电压放大的电压放大装置，所述电压放大装置通过输出端子A、B将电压信号耦合至振荡单元的支路1和支路2的两端。
所述支路1和支路2结构相同，分别包括串联的变压器和电容，所述可变电压单元VC1、VC2的低电位输出端A分别耦合至第一二极管D7和第二二极管D8的正极，第一二极管D7和第二二极管D8的负极分别耦合至第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的控制极，高电位输出端B耦合至第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的主电流导通极。
如图1所示，当输入直流或交流电在输入端，电容C2充电至直流电的电压或交流电的峰值电压，由这个直流电源透过电阻R2，R3，R7经过变压器T1-C向电容C9充电，电容C9的电压上升，当电容C9的电压上升到第二晶体管Q2的Vbe导通电压，第二晶体管Q2导通，电流流经电容C3，振荡器负载，电感器L2-A，可饱和变压器T1-B，第二晶体管Q2和电阻R5。
变压器T1-C同时产一个正反馈电压，这个反馈电压加上电容C9上的电压，经电阻R7再加到第二晶体管Q2的基极，使第二晶体管Q2进入深层导通。电流开始上升。有两种工作形式。
第一种形式若振荡器负载有电容器，如在图六的结构，构成萤光管或冷阴极管镇流器或逆变器，电容C4、电感L2-A谐振，电感电流开始向电容C4充电。在可饱和变压器的电流亦上升。在可饱和变压器里还同时流着变压器磁化电流，这个磁化电流随时间上升。在电容C4和电感L2-A的谐振时电流上升，在电容C4的电压达到电容C2电压的一半时，电流达到峰值，不再上升，之后电感开始向电容C4放电，在电感L2-A的电流开始下降。由于可饱和变压器T1-B的电流等于电感L2-A的电流。当可饱和变压器T1-B的磁化电流上升到等于当时的电感L2-A的电流时，变压器T1-C上的正反馈电压开始消失，第二晶体管Q2开始关闭，电感器L2-A的剩余能量开始对电容C12充电，电容C11放电，当电容C12的电压上升到电容电容C2的电压，二极管D5将电压钳位在电容C2的电压，直到电感L2-A的能量完全释放，电容C4两端电压升到最高，即F点电压降到最低。当电感L2-A的能量完全释放后，电容C12即透过可饱和变压器T1-B、电感L2-A，向F点放电，这个电流使变压器T1-A上产生一个正反馈电压，这个电压加上电容器C8上的电压，通过电阻R6加到第一晶体管Q1的基极，使第一晶体管Q1正向导通，电流流经第一晶体管Q1的集电极，发射极再经电阻R4流向可饱和变压器T1-B，电感L2-A、振荡器负载，流向E点。这个电流在变压器T1-A上是一个正反馈电压，使第一晶体管Q1深层导通。由于在第一晶体管Q1开始导通时，电容C11上的电压是零或电容C12的电压仍等于电容C2上的电压，所以第一晶体管Q1是以零电压开通，当第一晶体管Q1开通，电容C4开始放电(一般的设计是电容C3＝C10，所以E点上的电压等于电容C2的一半)。电容C4，电感L2-A开始谐振，电容C4向电感L2-A放电，电感L2-A的电流开始上升，当电容C4两端电压降至零时，电感L2-A的电流升到峰值。此后电感L2-A开始向电容C4充电，电感L2-A的电流开始下降，由于可饱和变压器T1-B和电感L2-A串联，所以电感L2-A的电流和可饱和变压器T1-B的电流相等。可饱和变压器T1-B的电流同时下降，而可饱和变压器T1-B的磁化电流随着时间上升，当可饱和变压器T1-B的磁化电流升到等于电感L2-A的电流，在变压器T1-A上的正反馈电压随即消失，Q1亦立即关闭。存在电感L2-A的能量开始向电容C11充电电容C12放电继续向电容C4充电，由于电容C11，C12的数值小于电容C4，电容C11被充电至电容C2的电压，电容C12被放电至零，D6开始导通，将电压钳在零伏附近。电感L2-A继续释放能量，直至所有磁化能量都向电容C4释放，F点的电压上升到最高点，之后电容C4再向电感L2-A、可饱和变压器T1-B、电容C12放电，在变压器T1-C上于是产生一个正反馈电压使第二晶体管Q2导通，电流再次流经电感L2-A，可饱和变压器T1-B，第二晶体管Q2，电阻R5，这个电流使第二晶体管Q2再由正反馈进入深层导通，整个振荡周期就重复。整个振荡过程都是零电压电流振荡，振荡频率在电容C4，电感L2-A的谐振频率之上。
第二种振荡形式是在振荡器负载中有或没有并联或串联电容电容C4时出现。同第一种形式一样，电容电容C2或为一个直流电源，电流经电阻R2，电阻R3，电阻R7，变压器T1-C向电容C9充电，电容C9的电压上升直到第二晶体管Q2的Vbe大于开启电压，第二晶体管Q2的集电极、发射极电流开始上升。通常电容C3＝C10，所以E点的电压等于电容C2的电压的一半，电流由E点经振荡器负载，电感L2-A，可饱和变压器T1-B，第二晶体管Q2和电阻R5，变压器T1-C所产生的正反馈使第二晶体管Q2进入深层导通。电感L2-A的电流上升，同时可饱和变压器T1-B的磁化电流亦开始上升。当电流大到一个地步使可饱和变压器饱和，当可饱和变压器T1-B饱和时，变压器T1-C上的正反馈电压消失，第二晶体管Q2即时关闭，电感L2-A随即释出能量向电容C12充电，电容C11放电，电容C12被充电至电容C2的电压，电容C11被完全放电，D5开始正向导通并将电压钳位在电容C2的电压，直至电感L2-A的能量完全释放，其后电容C12向F点放电，电流流经可饱和变压器T1-B，电感L2-A。在变压器T1-A上随即产生一个正向电压使第一晶体管Q1导通，电流由Q1流过电阻R4，可饱和变压器T1-B，电感L2-A至F点，这个电流产生正反馈电压使第一晶体管Q1进入深层导通。由于第一晶体管Q1导通时电容C11才刚开始充电，所以第一晶体管Q1是以零电压开通，而在电感L2-A上的电流也是由零开始，整个开通过程是一个零电压零电流开通。
可饱和变压器T1-B的电流一直上升，直至可饱和变压器T1-B被反向饱和，T1-A的正反馈电压消失，第一晶体管Q1进入关闭状态，电感L2-A的能量开始向电容C11，电容C12释放，使电容C11充电，电容C12放电，直至电容C11充电至电容C2的电压，而电容C12被完全放电，二极管D6开始导通，并将电压钳位在零，直至电感L2-A的能量被完全释放，不论有没有并联或串联电容C4在振荡器负载中，F点在这时都是一个正电位，电流再一次由F点向电感L2-A，饱和变压器T1-B，电容C12。在变压器T1-C上产生一个正向电压，使第二晶体管Q2导通。第二晶体管Q2的电流上升使可饱和变压器T1-B的电流上升，变压器T1-C便产生一个正反馈电压使第二晶体管Q2进入深层导通，第二晶体管Q2也是零电压零电流开通。整个振荡周期再次重复。
在分析中可看出电容C11和C12可只用其中一个也有相同效果。
由上述分析，两种振荡形式中的振荡频率都是决定于可饱和变压器T1-B，当可饱和变压器T1-B的磁化电流上升至等于电感L2-A的电流或磁化电流上升至使可饱和变压器T1-B饱和，变压器T1-C上的正反馈电压都会消失，振荡器开始完成半周期振荡，所以如能控制可饱和变压器T1-B的磁化电流上升的速度，则可改变整个振荡器的频率。由于可饱和变压器T1-B的机械结构如圈数N，磁芯截面积A是固定的，若要改变磁化电流的上升速度，我们可研究磁通密度B与圈数N及面积A的关系。
V＝N·dφ/dt由于φ＝B·A所以V＝N·A·dB/dt又B＝μNI/1所以V＝NA(μN/1·dI/dt)V＝μN2A/1·dI/dtφ是磁通量，V是可饱和变压器T1-B上的电压，μ是导磁率，1是磁路径长度，I是电流。
由于N、A、1皆决定于可饱和变压器T1-B的机械结构，所以V ∝dI/dt，即加在可饱和变压器T1-B上的电压正比于磁化电流上升率。改变加在可饱和变压器T1-B上的电压V，即可改变磁化电流上升的速率，升高V即升高磁化电流的上升速度，降低V即降低磁化电流的上升的速度。
在图1中可看出可饱和变压器T1-B的电压决定于变压器T1-A和变压器T1-C上的电压。一般变压器T1-A的圈数等于变压器T1-C的圈数。该圈数T1-A＝T1-C＝Na，而圈数T1-B＝Nb，则可饱和变压器T1-B上的电压Vb＝T1-A上的电压Va×Nb/Na，T1-A上的电压Va取决于电容C8上的电压Vc8，电阻R6上的电压Ib×R6，第一晶体管Q1的Vbe及电阻R4上的电压Ib×hfe×R4。为简化考虑，在第一晶体管Q1刚开始导通时，在电阻R4和电阻R6的电压忽略不计，则变压器T1-A上的电压加上电容C8上的电压等于第一晶体管Q1上Vbe的电压。由于每一次变压器T1-A产生正向导通电压使第一晶体管Q1导通，电流流经电容C8，变压器T1-A，电阻R6、第一晶体管Q1的b、e，电阻R4。这个电流使电容C8放电，电容C8和变压器T1-A连接的点变成负电位，电容C8的另一点成正电位。这个在电容C8上的电压刚好和变压器T1-A上使第一晶体管Q1导通的正向电压相反。所以当第一晶体管Q1导通时，变压器T1-A上的电压减电容C8上的电压等于第一晶体管Q1的Vbe，忽略Vbe，则VT1-A＝VC8，改变电容C8上的负电压即可改变T1-A的电压VT1-A亦可改变可饱和变压器T1-B上的电压，从而改变振荡频率。增加电容C8上的负电压会增加T1-A上的正向电压，可饱和变压器T1-B上的电压也增加，磁化电流上升速度增加，使磁化电流等于电感L2-A上的电流时间减少或可饱和变压器T1-B的饱和时间减少，从而振荡频率增加，输出能量减少。
电容器C8上的电压不单由第一晶体管Q1的基极电流放电决定，也取决于充电电流。电容C8的充电是在第一晶体管Q1关闭时、第二晶体管Q2导通时发生。当第二晶体管Q2导通时，变压器T1-A与电容C8连接的地方为正，另一端为负，变压器T1-A向电容器C8充电，充电电压由可变电压控制VC2控制。若电阻R6的电压不计(因为电阻很少，电压可以忽略，以简化考虑)VC2＝VC8+VT1-A+VF(D7的正向导通电压)。
根据前面的论述，在第一晶体管Q1导通时，VT1-A＝VC8，所以同样地，当第二晶体管Q2导通时，VT1-C≌VC9，而变压器T1-C和变压器T1-A的圈数相等，VT1-A＝VT1-C，所以在第一晶体管Q1关闭时，变压器T1-A上的电压也等于电容C8上的电压，即在第一晶体管Q1关闭时，VT1-A≌VC8VC2＝VC8+VC8+VFVC2≌2VC8由以上得知，增加VC2即可增加VC8而增加振荡频率。同样地电容C9的充电是在第一晶体管Q1开通时，在电容C9上的负电压(意指电容C9和变压器T1-C的连接点为负，电容C9的另一端为正)。同样地VC1≌2VC9。由以上分析可知，输出功率的大小和振荡频率的大小有关，而振荡频率的大小取决于可饱和变压器T1-B的磁化电流上升速度，变压器T1-B的磁化电流上升速度与变压器T1-A、变压器T1-C上的电压有关，而VT1-A≌VC8，VT1-C≌VC9，VC8和VC9的电压取决于VC2和VC1，所以同时升高VC1VC2可使使振荡频率增加，第一开关晶体管Q1和第二开关晶体管Q2的导通时间缩短，从而输出功率减少。
本实用新型的有益效果是该可变频率的振荡电路可通过调节控制电压，改变振荡电路的振荡频率，从而使输出功率可控，有利于节约能源。运用这个可变频率的自激振荡器在并联谐振变换器，串联谐振变换器(电流谐振变换器)或有隔离的升压型变换器时，同样在频率高时，输出能量较低，例如表现为荧光灯或冷阴极管CCFL的光度较暗，在振荡频率较低时，输出能量较高，例如表现为荧光灯或冷阴极管CCFL的光度较亮，只要加入电压电流反馈控制电路，很容易制造成恒压、恒流开关电源，可作为不同的直流或交流供电电源或充电器。
本实用新型的特征及优点将通过实施例结合附图进行详细说明。
图1表示本实用新型的可变频率振荡电路的电路图；图2表示本实用新型的用NPN晶体管构成电压放大装置的电路图；图3表示本实用新型的用PNP晶体管构成电压放大装置的电路图；图4表示本实用新型的用稳压IC构成电压放大装置的电路图；图5表示本实用新型的用运放构成电压放大装置的电路图；图6表示本实用新型的可变电压单元与振荡单元连接的第一种方式的一种实施例的电路图；图7表示本实用新型的可变电压单元与振荡单元连接的第一种方式的又一种实施例的电路图；图8表示本实用新型的可变电压单元与振荡单元连接的第二种方式的电路图；图9表示本实用新型的可变电压单元与振荡单元连接的第三种方式的电路图；图10表示本实用新型应用于并联谐振变换器的电路图；图11表示本实用新型应用于串联谐振变换器的电路图。
在以上一般电路变化中，对应的零件号码虽然百位数字不同，但个位及十位数相同，而英文字母一样则同样可作上述的变化。
第一晶体管、第二晶体管在图1中为Q1、Q2，在图6中为Q101、Q102，在图7中为Q201、Q202，在图8中为Q801、Q802，在图9中为Q901、Q902，在图10中为Q601、Q602，在图11中为Q701、Q702；第三晶体管在图2中为Q4，在图3中为Q304，在图6中为Q104，在图7中为Q204，在图8中为Q804，在图9中为Q904；第一电阻、第二电阻在图2中为电阻R11、电阻R12，在图3中为电阻R311、电阻R312，在图4中为电阻R411、电阻R412，在图5中为电阻R511、电阻R512，在图6中为电阻R111、电阻R112，在图7中为电阻R211、电阻R212；第一二极管、第二二极管在图1中为D7、D8，在图6中为D107、D108，在图7中为D207、D208，在图8中为D807、D808，在图9中为D907、D908，在图10中为D607、D608，在图11中为D707、D708；第三二极管在图6中为D109、D110，在图7中为D209；第一光电耦合器、第二光电耦合器在图8中为U801(包括U801-A和U801-B)、U802(包括U802-A和U802-B)。
具体实施方式如图1所示，本实用新型的振荡电路包括输入整流滤波单元、振荡单元和可变电压单元。由保险丝F1，滤波电容C21，共模电感L21，浪涌吸收电阻R1压敏电阻VDR1，桥式整流子D1，D2，D3，D4，滤波电容C1、C22、C2，滤波电感L1，电压输入选择开关S1构成。当S1接在110VAC时，电路接成倍压整流器。这时，整流子D3，D4不工作。当输入正半周时，电流流经整流子D1，电容C1，再流经开关S1至输入的另一端，当负半周时，电流由开关S1流入，经电容C22，整流子D2至输入的另一端。电容C1和电容C22串联经电感L1向电容C2充电，所以电容C2的峰值电压是输入峰值电压的两倍。形成倍压整流电路。当S1拔至220VAC档时，整流子D1，D2，D3，D4接成一般的桥式整流电路，电容C2被充电至输入的峰值电压。所以有了S1后在110VAC和220VAC输入时，电容C2将被充电至差不多的峰值电压，因此，这个电路可在110VAC和220VAC工作。
所述可变电压单元VC1、VC2包括用于产生可调电压的电压控制装置和用于将电压放大的电压放大装置，所述电压放大装置通过输出端子A、B将电压信号耦合至振荡单元的支路1和支路2的两端。
支路1和支路2结构相同，分别包括串联的变压器和电容，可变电压单元VC1、VC2的低电位输出端A分别耦合至第一二极管D7和第二二极管D8的正极，第一二极管D7和第二二极管D8的负极分别耦合至第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的控制极，可变电压单元VC1、VC2的高电位输出端B耦合至第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的主电流导通极。
所述电压放大装置包含有第三晶体管和相串联的第一电阻和第二电阻，第一电阻和第二电阻的串联点连接晶体管的第一信号输入极，第一电阻的另一端连接第三晶体管的信号输出极，第二电阻的另一端连接第三晶体管的第二信号输入极，第三晶体管的信号输出极和第二信号输入极分别连接输出端子A、B。
所述第三晶体管为NPN三极管、PNP三极管、N通道MOSFET和P通道MOSFET中的一种。
如图2所示是利用一个NPN三极管构成的可变电压单元的电压放大装置，三极管Q4和电阻R11，电阻R12接成Vbe放大器AB两点的电压等于(R12/R11+1)VBE，这是AB间电压的上限，若有电流由C点流入，则BA间的电压变小，而B点电压较A点为高。若电流足够大的话，可使三极管Q4进入饱和状态。BA间的电压可小至0.2V。若流进C的电流是由B点经一些阻值再到C点，则BA间电压最小亦会有一个Vbe，所以BA间的电压可自(R12/R11+1)Vbe至Vbe之间变化。为简化计算，Ib忽略不计。
如图3所示是利用PNP三极管构成的Vbe放大器，它的工作方式和图2中的NPN一样，只是BA间的电压是在(R311/R312+1)Vbe至Vbe间变化。图2及3的形式也可用N通道或P通道MOSFET构成。
如图4所示，电压放大装置包含有稳压管U404和相串联的第一电阻和第二电阻，第一电阻和第二电阻的串联点连接稳压管U404的控制脚，第一电阻的另一端连接稳压管U404的正极，第二电阻的另一端连接稳压管U404的负极，稳压管U404的正负极分别连接输出端子A、B。稳压管是利用TL431之类的稳压IC U404，它的电压控制范围是(R412/411+1)×Vref至Vref之间变化，一般参考电压Vref为1.25V或2.5V，其它的电压也可以。
如图5所示，电压放大装置包含有运放器U504和相串联的第一电阻和第二电阻，第一电阻和第二电阻的串联点连接运放器U504的反相输入端，第一电阻的另一端连接运放器U504的输出端A，第二电阻的另一端连接输出端子B，运放器U504的正相输入端响应参考电压Vref。本方式是利用放大器再加参考电压造成，参考电压可简单的用二极管的正向电压或稳压管电压。电控制范围是(R511/R512+1)Vref至零之间变化。
如图6所示，所述电压控制装置为电位器R113或可变电压源VC103，所述电位器R113或可变电压源VC103的第一端耦合至第一电阻R111和第二电阻R112的串联点，所述电位器R113或可变电压源VC103的第二端耦合至输出端子B。
实施例一所述电压控制装置和电压放大装置的耦合方式也有多种，例如通过二极管耦合或通过光电耦合器耦合，如图6所示，电压控制装置和电压放大装置的耦合方式为通过二极管耦合，即同时控制可变电压单元VC1、VC2。可变电压单元的电压放大装置为相同的两个，所述电位器R113或可变电压源VC103的第一端正接第三二极管D109、D110，第三二极管D109的负极连接第一电阻R111和第二电阻R112的串联点，二极管D110的负极连接另一个电压放大装置的电阻R109和电阻R110的串联点。即两个二极管的阳极接在一起，它们的阴极分别接在两个电压放大装置的控制极C和C′，D110和D109的阳极再接往可变电阻R113或可变电压控制VC103。在可变电阻R113和可变电压控制VC103只会用其中一种。
若用可变电阻当然我们可用一组同轴双连可变电阻或电位器分别并联在电阻R111和电阻R112上以作同时变动。亦可像图6中用二极管D110和D109将两个VC连起来，再用一个可变以电阻或电位器去控制。或用另一个电压控制器VC103去控制，而电压控制器VC103可由另外的控制电路去作自动控制。在用可变电阻的分析比较简单。由于可变电压单元VC1和VC2是交替工作的，一个工作时另一个则关闭，它们的工作状态由第一二极管D107和第二二极管D108自动控制，在第二二极管D108工作时，可变电压单元VC1进行电压控制，A和B之间的电压由电阻R111，电阻R112，D109正向电压和电阻R113的数值控制，为简化解释，D109的正向电压忽略不计，BA间的电压为((R112.R113/(R112+R113))/R111+1)Vbe，所以R113升高，VBA也升高。当第一二极管D107开通时，第二晶体管Q102也同时开通，所以B′与B之间的电压差为第二晶体管Q102的集射极间饱和电压和IC×R105，由于电阻R105阻值很小，和第二晶体管Q102的集射极间饱和电压也很少，实用上也可忽略不计。则可变电压单元VC1和VC2分析的情况变成一样。若要减少第二晶体管Q102的集射电压和电阻R105的影响，可以除去电阻R104和电阻R105，即电阻R104和电阻R105的值为零。使可变电压单元VC1和VC2接近相等。
还可只用一个电压放大装置，这样可进一步简化为如图7的形式，将第一二极管D207和第二二极管D208的阳极连起来，然后一同连到VC1的B点，用同一组电压控制VC1去交替控制电容C208和电容C209的充电电压以控制振荡频率。在这里二极管D209也可以省略不用的整个工作方式和前面的分析相同，而由晶体管Q202的饱和电压和电阻R205的电压降的影响也是存在的，电阻R204和电阻R205的值也可以是零。
在图6或图7的第一种同时控制可变电压单元VC1和VC2的方法中，图2至图5的四种构成可变电压单元的电压放大装置的形式也可以应用。
实施例二与实施例一不同的是电压控制装置和电压放大装置通过光电耦合器耦合，如图8所示，所述电位器R813或可变电压源VC803的两端串联有光电偶合器U801和U802，所述光电偶合器U801和U802的电流输出端连接第一电阻R811和第二电阻R812的串联点，电流输入端连接输出端子B。其中VC803或电阻R813为可变已足够。改变电阻R813或VC803可以改变电流流经U801-A和U802-A，这样即同时透过U801-B和U802-B去控制可变电压单元VC2和VC1的电压，从而控制电容C808和电容C809的充电电压再控制振荡器的频率。只要是光电偶合器U801和U802有着相同的特性，可变电压单元VC1和VC2的BA间或B′A′间电压即相等，没有了前述用二极管连接时的Q802，电阻R805所产生的电压问题。
同样在图8的第二种同时控制可变电压单元VC1和VC2的方法中，图2至图5的四种构成可变电压单元的电压放大装置的形式也可以应用。
实施例三如图9所示，还包括串联在可变电压单元VC1、VC2的输出端A、B和支路1、支路2两端的电压传递单元，所述电压传递单元包括电容C919并联在可变电压单元VC1、VC2的输出端A、B之间；
变压器T902-C电容C919的第一端A正接二极管D915后连接至变压器T902-C的第一端G，电容C919的第一端A正接二极管D917后连接至变压器T902-C的第二端H，电容C919的第二端B反接二极管D916后连接至变压器T902-C的第一端G，电容C919的第二端B反接二极管D909后连接至变压器T902-C的第二端H，变压器T902-C的第一端G连接第二二极管D908的正极；电容C918串联在第二二极管D908的正极和电容C919的第二端B之间；电阻R918并接在电容C918的两端；变压器T902-A第一端G′连接第一二极管D907的正极，第二端H′连接二极管D910的正极后耦合至第一晶体管Q901的主电流导通极；电容C917串联在第一二极管D907的正极和二极管D910的负极之间，电阻R917并接在电容C917的两端；变压器T902-B第一端连接可饱和变压器T901-B，第二端连接第一晶体管的主电流导通极。
这种连接方式比较复杂。它多用一个变压器T902作为可变电压单元VC1和VC2间电压数值传递。它的电压控制集中在变压器T902-C。当Q901导通时，电流同时流过T902-B和T901-B，T902-C即通过D909向C918充电，同时通过D909及D915向电容C919充电。电容C919的电压会比C918的电压少于D909的正向电压VF。而电容C919是用来提供一个共同参考电压给电容C918及电容C917，令它们的充电电压大至相等。与此同时T901C向电容C909充电，电流流经电容C909，电容C918，电阻R918，D908，电阻R907流回T901C的另一端。要留心电阻R918的选择要使放电的电量多于电容C909在使Q902整个开通时间的充电量。使得差额的电量由T902-C提供。这样电容C919的电压只会少于电容C918一个VF。
电阻R917亦和电阻R918一样，它会使电容C917的放电量大于电容C908的充电量，一般来说电阻R917＝R918当Q902导通时，T901-A同时对电容C908和电容C917充电，电流由T901-A的一端流经电容C908，电容C917和电阻R917，D907，电阻R906再返回T901-A的另一端，与此同时T902-A亦向电容C917充电，电流由T902-A的一端流向D910，电容C917和电阻R917再回到T902-A的另一端。T902-A向电容C917的充电电压由T902-C限制，T902-A向C917充电时，T902-C亦向电容C919充电，电流由T902-C的一端流经D916，电容C919和Q904，D917再返回T902-C的另一端。由于T902-A的圈数和T902-C的圈数相等，所以电容C919的电压比电容C917少1个VF，即电容C917和电容C918的电压相等，而电容C908和电容C909的电压亦相等。
Q904接成如图二的电压控制器VC，它可以控制电容C919的电压，从而控制电容C908和电容C909的电压，再控制T901-A和T901-C的电压，从而控制振荡频率。
图2至图5的电压控制VC都可用在这个第三种同时控制VC1和VC2的方法。
一般电路变化充放电电容C11，电容C12可只用一个，整个电路的工作也是一样的，电阻R6和电阻R7可以是零。电容C3和电容C10也可只用其中一个，若只用电容C3，线路连接不需改变，若只用电容C10，则电阻R2和电阻R3接法要调动一下。电阻R2的一端仍然接在电容C2和电容C3的接点上，电阻R2的另一端接在Q1的基极上。而电阻R3的一端仍然接往Q2的集电极，另一端则接往D6的阳极。这样接法使在开始第一个振荡周期的开始是Q1首先导通，然后才是Q2导通，在同时用电容C3和电容C10时也可用这种接法。
由于电容C8，变压器T1-A，电阻R6及电容C9，变压器T1-C，电阻R7均是串联接法，所以它们的串接位置在串接电路中作任意互换，作用也是没有分别的。互换两组串接次序不对应也是可以的。
D7和VC2及D8和VC1的串接位置可以互换，D7和VC2及D8和VC1的充电路径可不包括电阻R6及电阻R7，即在图一的电容C8，变压器T1-A，电阻R6及电容C9，变压器T1-C，电阻R7的串接方式中，D7的阴极可接在电阻R6和变压器T1-A的接点上，而D8的阴极可接在电阻R7和变压器T1-C的接点上。
由于可饱和变压器T1-B的电压降很低，所以电阻R3接在可饱和变压器T1-B与电感L2-A的接点上也可以，可饱和变压器T1-B和电感L2-A，振荡器负载的串接位置可任意互换。如只用电容C3或电容C10，则它和可饱和变压器T1-B，电感L2-A，振荡器负载的串接位置也可任意互换。
电阻R4和电阻R5可以是零。
由于电阻R4和电阻R5很小数值，所以电容C11，D5，电阻R2，电阻R3，VC2，电容C8的接点可接于电阻R4和Q1射极的接点上，而电容C12，D6，VC1，电容C9的接点可接于电阻R5和Q2射极的接点上，整个电路的工作也几乎不变。
开关晶体管可以是双极晶体管或金属氧化膜场效应晶体管MOSFET，外加双极晶体管使开关管接成成达灵顿晶体管也可。
如前述的可变频率振荡电路负载有几种形式。第一类负载是荧光灯或冷阴极管负载如图6和图7所示，这是并联谐振的一种形式。如图6图7所示的形式，它们都是可调光暗的。图6中如果是冷阴极管，则负载只有电容C104和灯管TUB101。
如是普通的荧光灯则有两种接法，第一种接法的负载为灯管TUB101，谐振电容C107。其它的零件可以不用，包括电感L2-B，电容C106，电感L2-C和电容C105，电容C104等。这种接法，灯管的灯丝电流由电容C107和电感L2-A的谐振电流提供。第二种接法的负载为灯管TUB101，谐振电容C104，电感L102的次级绕组L102-B，L102-C，电容C106和C105，电容C107不用。灯管灯丝电流由电感L2-A的次级L2-B和L2-C提供，电容C105和电容C106的电容值可调整灯丝电流，只要计算该电容在振荡频率的阻抗，就很容易设定灯丝电流。
由上述可知，只要负载的灯管和电容接成并联谐振接法，则整个电路就变成可调光暗的荧光管或冷阴极管镇流器，如图7所示的，连接在功率输出端子E、F两端的负载，所述负载为两端并联有电容C204、C207的灯管TUB202。当然应用图2至图5的不同电压控制VC和图6，图7，图8，图9的同时控制VC1和VC2方式都可造成可调光暗的荧光管或冷阴极管镇流器。
图10是第二类负载，是并联谐振的另一种形式，整个负载由谐振电容C604，变压器T602，高速整流子D613，D614，输出电感L603，输出电容C616构成，另电容C615是噪声吸收电容，当电容C604和电感L602谐振时，电容C604两端产生一个近乎正弦波的电压，这个电压经变压器T602-A偶合到T602-B和T602-C，变压器输出一个近乎正弦波的交流输出。如需要交流输出，可直接在这里提取。这个交流电压经D613和D614作全波整流，整流后当电压高于电容C616的电压时，电流流经电感L603向电容C616充电，电感L603可以不用的。电容C616上的电压由另一电压电流控制电路检测，若电压低于设定值时，该电路产生一个控制信号到图2至9的频率控制电路中，使频率降低，输出能量增加，使输出电压升高。若反过来，电容C616的电压超出设定值，电流电压控制电路产生一个控制信号到图2至图9的频率控制电路，使振荡频率升高，使输出电压减少。
在电压电流控制电路中，若电流超出设定值，它也会发出信号，使振荡频率升高，输出电压降低，从而使输出电流变回设定值，使输出变成恒流状态，使成为恒压恒流电源。
图11是第三类负载，它是串联谐振的一种形式。谐振电容C704和输出变压器初级T702-A串接，T702-A的另一端接谐振电感L702。谐振电感L702可以是利用T702-A的漏感造成不需要独立地存在。图10和图11的分别只在于初级，次级的连接是完全一样的。控制方式也都完全一样，在输出电压或电流太高时，电压电流控制电路使振荡器频率升高，输出电压或电流相应降低，造成恒压恒流电源。电感L703也可以不用。
权利要求1.一种可变频率振荡电路，包括振荡单元，响应电源信号，产生振荡信号并通过功率输出端子(E、F)输出至振荡电路负载，所述振荡单元包括充放电装置；第一半波产生装置串联在第一开关晶体管的控制极和主电流导通极之间的支路(1)响应充放电装置的电流信号，产生周期性变化的第一电压信号，第一开关晶体管响应支路(1)的第一电压信号导通或关闭，从而产生第一半波振荡信号；第二半波产生装置串联在第二开关晶体管的控制极和主电流导通极之间的支路(2)响应充放电装置的电流信号，产生周期性变化的第二电压信号，第二开关晶体管响应支路(2)的第二电压信号导通或关闭，从而产生第二半波振荡信号；可饱和变压器与充放电装置串联在振荡单元的输出端子(E、F)之间，交替响应第一半波产生装置和第二半波产生装置导通时的信号，产生逐渐变大的磁化电流，用于在磁化电流达到主电流或饱和时改变充放电的方向；其特征在于还包括可变电压单元(VC1、VC2)产生可调整大小的电压，输出端(A、B)分别耦合至支路(1)和支路(2)的两端，用于控制振荡单元的振荡频率。2.如权利要求1所述的可变频率振荡电路，其特征在于所述可变电压单元(VC1、VC2)包括用于产生可调电压的电压控制装置和用于将电压放大的电压放大装置，所述电压放大装置通过输出端子(A、B)将电压信号耦合至振荡单元的支路(1)和支路(2)的两端。
3.如权利要求2所述的可变频率振荡电路，其特征在于所述电压放大装置包含有第三晶体管和相串联的第一电阻和第二电阻，第一电阻和第二电阻的串联点连接第三晶体管的第一信号输入极，第一电阻的另一端连接第三晶体管的信号输出极，第二电阻的另一端连接第三晶体管的第二信号输入极，第三晶体管的信号输出极和第二信号输入极分别连接输出端子(A、B)。
4.如权利要求3所述的可变频率振荡电路，其特征在于所述第三晶体管为NPN三极管、PNP三极管、N通道MOSFET和P通道MOSFET中的一种。
5.如权利要求2所述的可变频率振荡电路，其特征在于所述电压放大装置包含有稳压管(U404)和相串联的第一电阻和第二电阻，第一电阻和第二电阻的串联点连接稳压管(U404)的控制脚，第一电阻的另一端连接稳压管(U404)的正极，第二电阻的另一端连接稳压管(U404)的负极，稳压管(U404)的正负极分别连接输出端子(A、B)。
6.如权利要求2所述的可变频率振荡电路，其特征在于所述电压放大装置包含有运放器(U504)和相串联的第一电阻和第二电阻，第一电阻和第二电阻的串联点连接运放器(U504)的反相输入端，第一电阻的另一端连接运放器(U504)的输出端(A)，第二电阻的另一端连接输出端子(B)，运放器(U504)的正相输入端响应参考电压(Vref)。
7.如权利要求3至6中任一项所述的可变频率振荡电路，其特征在于所述支路(1)和支路(2)结构相同，分别包括串联的变压器和电容，所述可变电压单元(VC1、VC2)的低电位输出端(A)分别耦合至第一二极管和第二二极管的正极，第一二极管和第二二极管的负极分别耦合至第一晶体管和第二晶体管的控制极，高电位输出端(B)耦合至第一晶体管和第二晶体管的主电流导通极。
8.如权利要求7所述的可变频率振荡电路，其特征在于所述电压控制装置为电位器或可变电压源，所述电位器或可变电压源的第一端耦合至第一电阻和第二电阻的串联点，所述电位器或可变电压源的第二端耦合至输出端子(B)。
9.如权利要求8所述的可变频率振荡电路，其特征在于所述电位器或可变电压源的第一端正接第三二极管之后连接第一电阻和第二电阻的串联点，所述电位器或可变电压源的第二端耦合至输出端子(B)。
10.如权利要求8所述的可变频率振荡电路，其特征在于所述电位器或可变电压源的两端串联有第一光电偶合器和第二光电偶合器，所述第一光电偶合器和第二光电偶合器的电流输出端连接第一电阻和第二电阻的串联点，电流输入端连接输出端子(B)。
11.如权利要求8所述的可变频率振荡电路，其特征在于还包括串联在可变电压单元(VC1、VC2)的输出端(A、B)和支路(1)、支路(2)两端的电压传递单元，所述电压传递单元包括电容(C919)并联在可变电压单元(VC1、VC2)的输出端(A、B)之间；变压器(T902-C)电容(C919)的第一端(A)正接二极管(D915)后连接至变压器(T902-C)的第一端(G)，电容(C919)的第一端(A)正接二极管(D917)后连接至变压器(T902-C)的第二端(H)，电容(C919)的第二端(B)反接二极管(D916)后连接至变压器(T902-C)的第一端(G)，电容(C919)的第二端(B)反接二极管(D909)后连接至变压器(T902-C)的第二端(H)，变压器(T902-C)的第一端(G)连接第二二极管的正极；电容(C918)串联在第二二极管的正极和电容(C919)的第二端(B)之间，电阻(R918)并接在电容(C918)两端；变压器(T902-A)第一端(G′)连接第一二极管的正极，第二端(H′)连接二极管(D910)的正极后耦合至第一晶体管的主电流导通极；电容(C917)串联在第一二极管的正极和二极管(D910)的负极之间，电阻(R917)并接在电容(C917)两端；变压器(T902-B)第一端连接可饱和变压器(T901-B)，第二端连接第一晶体管的主电流导通极。
12.如权利要求1所述的可变频率振荡电路，其特征在于还包括连接在功率输出端子(E、F)两端的负载，所述负载为两端并联有电容的灯管(TUB202)。
专利摘要本实用新型提出了一种可变频率振荡电路，包括振荡单元，响应电源信号，产生振荡信号并通过功率输出端子(E、F)输出至振荡电路负载，还包括可变电压单元(VC1、VC2)，产生可调整大小的电压，输出端(A、B)分别耦合至振荡单元，用于控制振荡单元的振荡频率。该可变频率的振荡电路可通过调节控制电压，改变振荡电路的振荡频率，从而使输出功率可控，有利于节约能源。
文档编号H02M7/5383GK2773993SQ200420060459
公开日2006年4月19日 申请日期2004年7月22日 优先权日2004年7月22日
发明者毛灿豪 申请人:毛灿豪