专利名称：开关电源设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关电源设备，根据输入电源执行间歇供电，并且利用电感器执行功率转换，以便输出预定的DC电压。
背景技术：
通常，开关电源设备的性能测量包括谐波特性和功率因数特性。谐波特性是一种用于抑制从开关电源设备流向其输入电源线的谐波电流的功能，定义谐波电流的上限，以便不会影响其他组件。功率因数特性是开关电源在输入处看到的功率因数。为了减小功率系统的损失，功率因数越高越好。
因此，在现有技术中。已经建议了具有专利文献1到3中公开的结构的开关电源设备。
图13示出了专利文献1中公开的开关电源的示例结构。在图13中，第一开关电路S1由包括第一开关器件Q1、第一二极管D1和第一电容器C1的并联电路构成，而第二开关电路S2由包括第二开关器件Q2、第二二极管D2和第二电容器C2的并联电路构成。
符号T表示变压器。第一开关电路S1和输入电源E与包括变压器T的初级绕组T1和电感器L的串联电路串联。包括第二开关电路S2和电容器C的串联电路与包括初级绕组T1和电感器L的串联电路并联。变压器T的次级绕组T2具有包括整流二极管Ds和平滑电容器Co的整流平滑电路。电容器Cs与次级侧的整流二极管Ds并联。检测电路14检测提供到负载的输出电压Vo，并且如果必要，还检测输出电流Io。控制电路11接收在偏置绕组T3中产生的电压，并通过施加正反馈，使开关器件Q1自激振荡。控制电路12接收在偏置绕组T4中产生的电压，并通过控制开关器件Q2的截止定时来控制开关器件Q2的导通周期。
图14示出了专利文献2中公开的开关电源设备的示例结构。在图14中，通过整流器4来整流从AC电源2提供的AC电压，然后，由平滑电容器6进行平滑滤波，以便得到整流电压Vin，并将整流电压Vin提供给第一功率转换器8和第二功率转换器10。当开关晶体管Qs导通时，将整流电压Vin施加到扼流圈CH、二极管Db和高频变压器T的初级绕组L1上，并将能量存储在扼流圈CH中。当开关晶体管Qs截止时，扼流圈CH中的能量使电流流过二极管Dc、初级绕组L1和电容器C1。重复执行开关晶体管Qs的导通/截止操作，以便通过二极管D2和电容器Co来平滑在变压器T的次级绕组L2中感应的电压，并输出DC电压Vo。脉冲宽度控制电路16根据输出电压Vo的波动来控制开关晶体管Qs的导通时间，以便稳定电压Vo。
图15示出了在专利文献3中公开的开关电源设备的示例结构。在图15中，全波整流电路2接收来自输入端子1-1’的AC输入电压，并输出整流电压Ei。第一电容器3通过第二开关器件6和第二电容器7来平滑滤波电感器20的电流，并提供DC电压E3。第一开关器件4通过高频切换，分别利用电感器20和变压器5的初级绕组51，将整流电压Ei和第一电容器7的DC电压E3转换为AC电压。通过控制电路11，第二开关器件6和第一开关器件4交替地导通和截止。在第二开关器件6的导通时间期间，第二电容器7吸收并发射存储在变压器5中的激发能(excitation energy)和电感器20中的电流的一部分。由二极管8和电容器9构成的整流平滑电路整流并平滑滤波在次级绕组52中产生的高频AC电压的回扫电压，并将DC输出电压Eo输出到输出端子10-10’。控制驱动电路11检测DC输出电压Eo，并控制第一开关器件4和第二开关器件6的导通-截止比。
专利文献1日本待审专利申请公开No.11-187664专利文献2日本待审专利申请公开No.4-21358专利文献3日本待审专利申请公开No.7-75334
发明内容
本发明解决的问题在专利文献1中，尽管由电压箝位电路执行的零电压切换操作(以下称为“ZVS操作”)提供了较高的效率，但不具有谐波电流抑制功能。
在专利文献2中，尽管具有谐波电流抑制功能，但没有执行ZVS操作，这导致较高的切换损失以及由此较低的电路效率。
在专利文献3中，尽管通过电压箝位电路来执行ZVS操作并且具有谐波电流抑制功能，但由切换操作产生的电流流入了用于整流商用AC电压的二极管(图15所示的全波整流电路2)，这导致在该二极管中较大的损失以及较低的谐波电流减少效果。因此，需要提供一种商用AC电源线上的低通滤波器，由此增大了开关电源设备的尺寸。另一个问题在于，不能控制用于确保持续时间(输出保持时间)的电容器3的电压，在所述持续时间内，即使当由于瞬间功率故障等导致临时关闭商用AC电源，也能够持续地提供输出，因此，在轻负载(lightload)情况下，极大地增大了电压，导致电压超过部件的击穿电压的危险。
因此，本发明的目的是提供一种开关电源设备，其具有较高的谐波电流减小效果、改进的谐波特性和功率因数特性以及较高的效率。
解决问题的手段(1)根据本发明的开关电源设备包括第一开关电路S1，由包括第一开关器件Q1、第一二极管D1和第一电容器Cds1的并联电路构成；第二开关电路S2，由包括第二开关器件Q2、第二二极管D2和第二电容器Cds2的并联电路构成；输入侧整流电路Da，由用于整流AC输入电压的至少一个整流器件构成；向其施加由整流电路Da整流的电压的第三电容器Ca；具有初级绕组Lp和次级绕组Ls的变压器T；与次级绕组Ls相连的整流平滑电路Rs；与初级绕组Lp串联的第一电感器Lr；连接第二电感器Li，以便在第一开关电路S1导通的导通周期期间，施加第三电容器Ca的电压；防止反向电流流入第二电感器Li的第三二极管Di；第四电容器Ci，由存储在第二电感器Li中的激发能充电，并对其进行连接，以便在导通周期期间将电压施加到初级绕组Lp；第五电容器Cr，与第一电感器Lr、初级绕组Lp和第二开关电路S2一起形成闭合回路；以及开关控制电路SC1和SC2，用于按照其中二者之间的两个开关器件截止的时间周期，交替地导通和截止第一和第二开关器件。
(2)根据本发明的开关电源设备包括第一开关电路S1，由包括第一开关器件Q1、第一二极管D1和第一电容器Cds1的并联电路构成；第二开关电路S2，由包括第二开关器件Q2、第二二极管D2和第二电容器Cds2的并联电路构成；输入侧整流电路Da，由用于整流AC输入电压的至少一个整流器件构成；向其施加由整流电路Da整流的电压的第三电容器Ca；具有初级绕组Lp和次级绕组Ls的变压器T；与次级绕组Ls相连的整流平滑电路Rs；与初级绕组Lp串联的第一电感器Lr；连接第二电感器Li，以便在第一开关电路S1导通的导通周期期间，施加第三电容器Ca的电压；防止反向电流流入第二电感器Li的第三二极管Di；第四电容器Ci，由存储在第二电感器Li中的激发能充电，并对其进行连接，以便在导通周期期间将电压施加到初级绕组Lp；第五电容器Cr，与第二开关电路S2一起形成连接到第一开关电路S1的两端的串联电路；以及开关控制电路SC1和SC2，用于按照其中二者之间的两个开关器件截止的时间周期，交替地导通和截止第一和第二开关器件。
(3)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)或(2)中，设置不同于变压器T的第二变压器T2，第二电感器Li由第二变压器T2的输入绕组构成，并且在第二变压器T2的输出绕组Lo和整流平滑电路RS之间设置整流电路Ds2。
(4)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)或(2)中，设置不同于变压器T的第二变压器T2，第二变压器T2的输入绕组Li1与第二电感器Li串联，并且在第二变压器T2的输出绕组Lo和整流平滑电路RS之间设置整流电路Ds2。
(5)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)或(2)中，变压器T具有第三绕组Lt，第二电感器Li与第三绕组Lt串联。
(6)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(5)中，第三电容器Ca形成阻挡谐波分量电流的低通滤波器或低通滤波器的一部分。
(7)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(6)中，将第四二极管Db连接在输入侧整流电路Da和第四电容器Ci之间。
(8)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(7)中，第二电感器Li的一端与第一开关电路S1和第二开关电路S2之间的节点相连，另一端与第三二极管Di相连，并且第四二极管Dc的两端与第二开关电路S2和第四电容器Cr之间的节点以及第一开关电路S1和第二开关电路S2之间的节点相连。
(9)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(8)中，变压器T包括一个或多个驱动绕组Lb1和Lb2，开关控制电路SC1和SC2利用驱动绕组Lb1和Lb2中产生的电压来驱动第一开关器件Q1或第二开关器件Q2。
(10)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(9)中，将由包括电阻器Rg1和Rg2以及电容器Cg1和Cg2的串联电路构成的延迟电路DL1和DL2设置在驱动绕组Lb1和Lb2以及第一和第二开关器件Q1和Q2的控制端子之间，以及在驱动绕组Lb1和Lb2中产生用于导通开关器件Q1和Q2的电压之后，开关控制电路SC1和SC2有延迟地导通开关器件Q1和Q2。
(11)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(10)中，设置延迟电路DL1和DL2的延迟时间，以便在将要施加到第一和第二开关器件Q1和Q2的两端的电压减小到零或近似零之前，不导通开关器件Q1和Q2。
(12)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(9)中，在驱动绕组Lb1和Lb2中产生用于导通开关器件Q1和Q2的电压之后，将开关控制电路SC1和SC2导通预定时间，由此截止开关器件Q1和Q2。
(13)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(12)中，开关装置由晶体管Tr1和Tr2构成，并将阻抗电路和形成时间常数电路的电容器Ct1和Ct2分别连接到晶体管Tr1和Tr2的控制端子。
(14)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(13)中，开关控制电路SC1和SC2包括时间常数电路TC1和TC2，用于在驱动绕组Lb1和Lb2中产生用于导通开关器件Q1和Q2的电压之后，将开关器件Q1和Q2截止特定时间。
(15)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(14)中，变压器T具有漏电感，并将漏电感配置为第一电感器Lr。
(16)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(15)中，由场效应晶体管构成第一开关电路S1和第二开关电路S2中的至少一个。
(17)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(16)中，开关控制电路SC1和SC2控制第一开关器件Q1的导通周期，以便稳定从与次级绕组Ls相连的整流平滑电路RS得到的输出电压。
(18)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(17)中，开关控制电路SC1和SC2根据第四电容器Ci两端的电压来控制第二开关器件Q2的导通周期。
(19)配置根据本发明的开关电源设备，以便在(1)到(18)中，当第四电容器Ci两端的电压增大时，开关控制电路SC1和SC2抑制第二开关器件Q2的导通周期，并过渡到其中在轻负载或无负载情况下、周期性地重复振荡周期和停止周期的间歇振荡操作模式，开关控制电路SC1和SC2抑制第四电容器Ci两端电压的增大。
优点(1)根据本发明，通过执行零电压切换操作，第一开关器件Q1和第二开关器件Q2具有极低的切换损失。此外，切换输入半波整流电压或全波整流电压，并且使与整流电压成比例的电流流动。因此，电流展示了正弦波峰值，引起较高的功率因数。防止反向电流流入第二电感器Li的第三二极管Di不需要如专利文献3所示对商用AC电压和切换电流均进行整流，而只需对切换电流进行整流。因此，能够以高速切换实现较低损失。此外，在输入侧整流电路Da中，高频电流不会如专利文献3所示流入用于整流商用AC电压的二极管。因此，没有减小谐波电流抑制。
(2)根据本发明，设置了与第二开关电路S2一起形成连接到第一开关电路S1的两端的串联电路的第五电容器Cr以及按照其中在二者之间截止第一和第二开关器件的时间周期来交替地导通和截止第一和第二开关器件的开关控制电路SC1和SC2。因此，通过增大第五电容器Cr的施加电压，能够减小第五电容器Cr的电容。
(3)根据本发明，第二变压器T2的输入绕组用作第二电感器Li，第二变压器T2的输出绕组通过整流电路与整流平滑电路相连。因此，通过第二变压器T2，能够直接将存储在第二变压器T2的输入绕组中的能量提供到次级侧，变压器T的电流减小，引起较低的导通损失和较高的效率。
(4)根据本发明，第二变压器T2的输入绕组Li1与第二电感器Li串联，第二变压器T2的输出绕组和整流电路通过另一个整流电路相连。因此，能够调整施加到第二电感器Li的电压，从而增宽输入电流导通角，由此进一步抑制谐波电流，或相反地，缩小导通角，由此防止电容器Ci的电压增大。
(5)根据本发明，变压器T的第三绕组Lt与第二电感器Li串联。因此，能够调整施加到第二电感器Li的电压，从而增宽输入电流导通角，由此进一步抑制谐波电流，或相反地，缩小导通角，由此防止电容器Ci的电压增大(6)根据本发明，第三电容器Ca防止高频电流由于第一和第二开关器件Q1和Q2的切换传播到输入电源线侧。因此，实现了较高的谐波电流抑制效果。
(7)根据本发明，当设备通电时，连接在输入侧整流电路Da和第四电容器Ci之间的第四二极管Db允许直接充电第四电容器Ci，并且在其达到稳定状态之前，防止了变压器的磁偏转现象等。
(8)根据本发明，在第一开关电路S1的截止周期期间，第四二极管Dc和第二开关电路S2短路第二电感器Li。因此，在电感器Li中流动的电流变为零，能够极大地减小施加到第三二极管Di上的电压。因此，可以将低击穿电压二极管用作第三二极管Di。
(9)根据本发明，变压器T具有驱动绕组Lb1和Lb2，将在驱动绕组Lb1和Lb2中产生的电压用于驱动第一和第二开关器件Q1和Q2。因此，能够执行自激振荡。
(10)根据本发明，设置延迟电路DL1和DL2，在驱动绕组Lb1和Lb2中产生用于导通开关器件Q1和Q2的电压之后，有延迟地导通开关器件Q1和Q2，由此产生无感时间(dead time)。因此，能够以适当地定时交替地导通和截止第一和第二开关器件Q1和Q2。
(11)根据本发明，设置延迟电路DL1和DL2的延迟时间，以便在将要施加到第一和第二开关器件Q1和Q2的两端的电压减小到零或近似零之前，不导通开关器件Q1和Q2。因此，执行了零电压切换操作，引起较低的切换损失和较高的效率。
(12)根据本发明，开关控制电路SC1和SC2包括用于截止开关器件Q1和Q2的开关装置。因此，开关控制电路SC1和SC2具有简单的结构，并且能够利用较少数目的部件来执行开关控制。
(13)根据本发明，开关装置由晶体管Tr1和Tr2构成，并且形成时间常数电路。因此，能够容易地设置第一和第二开关器件Q1和Q2的导通周期。
(14)根据本发明，时间常数电路TC1和TC2允许在驱动绕组Lb1和Lb2中产生用于导通开关器件Q1和Q2的电压之后，将开关器件Q1和Q2截止预定时间。因此，能够适当地设置截止定时，以便确定开关器件Q1和Q2的导通周期。
(15)根据本发明，将变压器T的漏电感用作第一电感器Lr。因此，能够减少部件的数目。
(16)根据本发明，由场效应晶体管构成第一开关电路S1和第二开关电路S2中的至少一个。因此，二极管D1和D2可以由寄生二极管构成，并且电容器Cds1和Cds2可以由寄生电容器构成。因此，能够利用较少数目的部件来配置包括开关器件Q1和Q2、二极管D1和D2以及电容器Cds1和Cds2的并联电路。
(17)根据本发明，通过控制第一开关器件Q1的导通周期来稳定输出电压。因此，能够实现恒压电源设备。
(18)根据本发明，根据第四电容Ci两端的电压来控制第二开关器件Q2的导通周期。因此，能够实现恒压电源设备。
(19)根据本发明，当第四电容器Ci两端的电压增大时，开关控制电路SC1和SC2抑制第二开关器件Q2的导通周期，并过渡到轻负载或无负载情况下的间歇振荡操作模式，开关控制电路SC1和SC2抑制第四电容器Ci两端电压的增大。因此，能够防止损坏第四电容器Ci，并能够减小其击穿电压。还能够减小开关器件Q1和Q2以及次级侧整流二极管Ds的击穿电压。
图1是根据本发明第一实施例的开关电源设备的电路图。
图2是开关电源设备中的组件的波形图。
图3是输入电压、输入电流和在电感器中流动的电流的波形图。
图4是根据本发明第二实施例的开关电源设备的电路图。
图5是根据本发明第三实施例的开关电源设备的电路图。
图6是根据本发明第四实施例的开关电源设备的电路图。
图7是根据本发明第五实施例的开关电源设备的电路图。
图8是根据本发明第六实施例的开关电源设备的电路图。
图9是根据本发明第七实施例的开关电源设备的电路图。
图10是根据本发明第八实施例的开关电源设备的电路图。
图11是根据本发明第九实施例的开关电源设备的电路图。
图12是示出了根据本发明第十实施例的开关电源设备中的示例开关控制电路的示意图。
图13是现有技术的开关电源设备的电路图。
图14是现有技术的开关电源设备的电路图。
图15是现有技术的开关电源设备的电路图。
参考符号EMI-F EMI滤波器Da 输入侧整流电路
Q1 第一开关器件D1 第一二极管Cds1 第一电容器S1 第一开关电路Q2 第二开关器件D2 第二二极管Cds2 第二电容器S2 第二开关电路Ca 第三电容器T 变压器Lp 初级绕组Ls 次级绕组Lb1，Lb2 驱动绕组Ds 整流二极管Co 平滑电容器RS 整流平滑电路Lr 第一电感器Li 第二电感器Cr 第五电容器Ci 第四电容器SC1第一开关控制电路SC2第二开关控制电路Db 第四二极管Di 第三二极管Tr1，Tr2 晶体管DL1，DL2 延迟电路FBi，FB2 反馈电路TC1，TC2 时间常数电路
具体实施例方式
将参考图1到3来说明根据本发明第一实施例的开关电源设备。
图1是开关电源设备的电路图。在图1中，符号Vin表示商用AC电源。输入侧整流电路Da由二极管桥构成，并通过EMI-F滤波器来全波整流商用AC电源Vin。第一开关电路S1包括第一开关器件Q1、第一二极管D1和第一电容器Cds1。同样，第二开关电路S2包括第二开关器件Q2、第二二极管D2和第二电容器Cds2。二极管D1和D2是用作FET的开关器件Q1和Q2的寄生二极管，电容器Cds1和Cds2是开关器件Q1和Q2的寄生电容器。然而，可以独立于开关器件Q1和Q2来附加地设置二极管D1和D2以及电容器Cds1和Cds2，以便得到必要的性能。
将输入侧整流电路Da的整流电压施加到第三电容器Ca。变压器T具有初级绕组Lp、次级绕组Ls以及驱动绕组Lb1和Lb2。将包括整流二极管Ds和平滑电容器Co的整流平滑电路RS与变压器T的次级绕组Ls相连。将用于在反相变压器T的电压时进行谐振的电容器Cs与整流二极管Ds并联。电容器Cs可以使用整流二极管Ds的寄生电容。第一电感器Lr和第二电感器Li与变压器T的初级绕组Lp串联。电感器Lr可以使用变压器T的漏电感。
第五电容器Cr与第二开关电路S2串联。第二开关电路SC2、第五电容器Cr、第一电感器Lr和变压器T的初级绕组Lp形成闭合回路。第二电感器Li的一端与第一开关电路S1和第二开关电路S2之间的节点相连，另一端与第三二极管Di相连。第四二极管Dc的两端与第二开关电路S2和第五电容器Cr之间的节点、以及第三二极管Di和第二电感器Li之间的节点相连。
第四电容器Ci连接在第一开关电路S1和第三电容器Ca之间的节点与第一电感器Lr的一端之间。
开关控制电路SC1和SC2分别与第一和第二开关电路S1和S2相连。第四二极管Db连接在输入侧整流电路Da和第四电容器Ci之间。
开关控制电路SC1包括连接在第一开关器件Q1的栅极和源极之间的晶体管Tr1、延迟电路DL1和时间常数电路TC1。延迟电路DL1由包括电容器Cg1和电阻器Rg1的串联电路以及开关器件Q1的输入电容(未示出)构成。通过驱动绕组Lb1的感应电压导通第一开关器件Q1；然而，通过延迟电路DL1来延迟开关器件Q1的导通定时。
时间常数电路TC1包括阻抗电路，包括电阻器Rt1、二极管Dt1和光电耦合器的光电晶体管Pt1；以及电容器Ct1。时间常数电路TC1和晶体管Tr1控制第一开关器件Q1的截止。
第二开关控制电路SC2具有与第一开关控制电路SC1相似的结构，并且按照相似方式进行操作。
反馈电路FB1与第一开关控制电路SC1的光电耦合器的光电晶体管Pt1相连。反馈电路FB1检测要从整流平滑电路RS输出到输出端子OUT的电压Vo，并执行反馈控制，以便能够稳定电压Vo。第二反馈电路FB2检测第四电容器Ci的输入电压Vi，并执行反馈控制，以便控制第二开关器件Q2的导通周期，以使在轻负载的情况下，输入电压Vi不会增大到超出预定值。然而，如果不必控制电容器Ci的电压Vi，可以省略反馈电路FB2。
第三电容器Ca使通过切换开关器件Q1和Q2产生的高频电流流向(或分流到)地，因此，阻挡了高频电流流回输入电源侧。可以插入电感器等，以使其电感和电容器Ca的电容形成低通滤波器。
将参考图2和3，来说明图1所示的开关电源设备的电路操作。
图2是图1所示组件的波形图。图3是输入电压Vin、商用电源的输入电流iin以及在电感器Li中流动的电流il的示意波形图。示出了各种状态中的操作，其中“Vgs1”和“Vgs2”表示开关器件Q1和Q2的导通/截止信号(源极-栅极电压)，“Vds1”和“Vds2”表示漏极-源极电压，“id1”和“id2”表示漏极电流，“is”表示整流二极管Ds的电流，“il”表示电感器Li中流动的电流，以及“im”表示变压器T的激励电流。
(1)状态1[t1到t2]二极管D1或开关Q1导通，当二极管D1导通时，驱动绕组Lb1的电压导通开关Q1，以执行ZVS操作。将输入电压Vi提供到初级绕组Lp并对其进行激励，并且将全波整流电压Vac提供到电感器Li。在图2中，αton表示在导通周期期间变压器T的激励电流im为负的时间。
在时间t2，电容器Ct1的电压等于晶体管Tr1的阈值电压，晶体管Tr1导通，同时开关Q1截止。反相变压器T的电压(变压器T的绕组的电压)。
(2)状态2[t2到t3]在变压器T、电感器Lr和电感器Li中流动的电流使电容器Cds1被充电，并使电容器Cds2放电。在时间t3，电压Vds2变为零，并且二极管D2导通。在变压器T的次级侧，当电压Vs为零时，整流二极管Ds导通。
(3)状态3[t3到t4]在二极管D2导通时，驱动绕组Lb2的电压导通开关Q2，并执行ZVS操作。在变压器T的初级侧，电感器Lr和电容器Cr彼此谐振，并通过存储在电感器Li中的激励电流il来充电电容器Ci。在变压器T的次级侧，从次级绕组Ls释放变压器T的激发能，并且在二极管Ds中流动的电流展示了曲线波形。在图2中，tr1表示变压器T的复位时间。当电流il在时间t4(从t3经过tr2)变为零时，电容器Ci的充电结束。
(4)状态4[t4到t5]当电流il变为零时，二极管Dc导通，并且电感器Li的两端和开关器件Q2短路，由此箝位了二极管Di的施加电压。在状态3和状态4，将电容器Cr的电压Vr施加到包括初级绕组Lp和电感器Lr的串联电路上，并线性地减小激励电流。当激励电流变为零时，负电流流动，并按照与状态1相反的方向来激励初级绕组Lp。在次级侧，在变为零之前，电流流动。在时间t5，当电容器Ct2的电压等于晶体管Tr2的阈值电压并且晶体管Tr2导通时，开关Q2截止。
(5)状态5[t5到t6]在变压器T的次级侧，将反向电压施加到二极管Ds，并反相变压器T的次级绕组Ls的电压。在初级侧，在初级绕组Lp和电感器Lr中流动的电流使电容器Cds1放电并使电容器Cds2被充电。在时间t6，当电压Vds1变为零时，二极管D1导通。
重复上述状态1到5。
图1所示开关电源设备的电路特性如下。
假设“ton”表示其间开关器件Q1或二极管D1导通的时间周期，“ton2”表示其间开关器件Q2或二极管D2导通的时间周期，“T”表示一个周期，“Vac”表示商用电源电压的绝对值(商用电源的整流电压)，以及“n”表示变压器T的初级绕组Lp与次级绕组Ls的匝数比，对于施加到变压器T上的电压乘积，满足以下等式Vi×ton＝nVo×ton2 …等式(1)对于施加到电感器Li上的电压乘积，满足以下等式Vac×ton＝(Vi+nVo-Vac)×tr2 …等式(2)在等式(2)中，tr2表示在截止周期中，在流过电感器Li的电流il变为零之前的时间。在商用电源电压的一个周期期间，电压Vi和输出电压Vo实质上是恒定的。因此，通过根据等式(1)来控制时间ton，以控制ton/ton2，或时间比ton/T，能够稳定输出电压。
根据升压变流器的通用等式，由以下等式给出瞬时输入功率p。
p＝(Vac·ton)2(Vi+nVo)/{2LiT(Vi+nVo-Vac)}…等式(3)将等式(1)代入等式(3)，并重新排列，得到以下等式p＝(Vac·nVo)2/{2LiVi(Vi+nVo-Vac)}×ton2 …等式(4)可以看出，输入功率p与时间ton2成正比。
还可以看出，如果等式(4)中的ton2是常数，输入功率p越小，则电压Vi变得越大。因此，从等式(4)可以理解到，通过控制时间ton2能够稳定电压Vi。
当等式(2)给出的时间tr2短于时间ton2时，由以下等式给出在电感器Li中流动的峰值电流IlpIlp＝(Vac/Li)×ton …等式(5)在商用电源电压的一个周期期间，导通周期ton实质上是恒定的。因此，当满足ton2＞tr2时，峰值电流Ilp与全波整流电压Vac成正比。如图3所示，商用AC电源的输入电流iin实质上表现为正弦波。因此，极大地减小了输入电流的谐波分量，并增大了功率因数。
还可以看出，由于在商用电源电压的一个周期期间，导通周期ton实质上是恒定的，用于稳定输出电压的控制电路具有较好的响应特性，并且存储在电容器Ci中的静电能确保了足够的输出电压保持时间。
作为高频切换电流的、在电感器Li中流动的电流il流经电容器Ca，因此，不会流入输入侧整流电路Da。因此，能够极大地减小现有技术中由构成输入侧整流电路的整流器件所产生的反向恢复时间、反向电压等引起的功率损失。
图1所示的开关电源设备的优点如下(1)由于ZVS操作，开关器件Q1和Q2具有极低的切换损失。
(2)切换电流流入二极管Di，并且该切换电流流入电容器Ca。因此，切换电流不会流入整流电路Da，由此减小了损失。尽管二极管Di必须执行与切换频率相对应的高速操作，但整流电路Da和Db可以是执行与商用电源频率相对应的低速操作的普通二极管。
(3)在开关器件Q1截止的时间周期中，二极管Dc和开关器件Q2短路了电感器Li。因此，在电感器Li中流动的电流变为零，由此防止反向施加电压。因此，能够极大地减小施加到二极管Di上的电压。
(4)通过根据反馈电路FB1的信号来控制开关器件Q1的导通周期，控制输出电压Vo，从而稳定输出电压Vo。
(5)通过根据反馈电路FB2的信号来控制开关器件Q2，控制输入电压Vi。因此，在轻负载或无负载的情况下，能够防止输入电压Vi增大。
接下来，将参考图4，说明根据本发明第二实施例的开关电源设备。
图4是其电路图。在该示例中，与图1所示的开关电源设备不同，包括第二开关电路S2和第五电容器Cr的串联电路与第一开关电路S1并联。其余结构与图1所示的相似。在图4中，没有示出变压器T的驱动绕组Lb1和Lb2以及反馈电路FB1和FB2。由方框表示开关控制电路SC1和SC2。
该电路结构也实现了与第一实施例相似的优点。尽管施加到电容器Cr上的电压较大，如果假设要存储的电荷量固定，则电容器Cr可以具有较低电容。因此，电容器Cr可以变得紧凑。
图5是示出了根据本发明第三实施例的开关电源设备的电路图。在图5所示的示例中，与图1所示的结构不同，第五电容器Cr连接在第四电容器Ci的一端和第一电感器Lr之间。尽管未示出，图1所示的二极管Dc可以连接在二极管Di的阴极和开关器件Q2的漏极之间。其余结构与图1所示的相似。但是，在图5中，没有示出变压器T的驱动绕组Lb1和Lb2、开关控制电路SC1和Sc2以及反馈电路FB1和FB2。
该结构也实现了与第一实施例相似的优点。此外，第二开关器件Q2的一端与同第一电感器Lr串联的第五电容器Cr和第四电容器Ci之间的节点相连。因此，能够减小施加到第一和第二开关器件Q1和Q2上的电压，并且能够减小其上的电压应力。
图6是根据本发明第四实施例的开关电源设备的电路图。在图6所示的示例中，与图1所示的结构不同，并未设置如图1所示的第四二极管Db。图1所示的第四二极管Db使充电电流被施加到第四电容器Ci上。然而，二极管Db和电容器Ci没有形成所谓的电容器输入整流平滑电路。由变压器T的初级绕组Lp和电感器Lr对电容器Ci进行充电。因此，图1所示的二极管Db不是必要的。在图6所示的结构中，二极管Db不是必要的，因此，能够减少部件的数目。在开关电源设备加电或在重负载的情况下，在电容器Ci两端的电压小于电容器Ca两端的电压的状态下，用于充电电容器Ci的电流流经变压器T，并且可能发生变压器T的磁偏转。通过设置图1所示的二极管Db，在设备加电或在重负载的情况下，能够直接充电电容器Ci，因此克服了上述问题。
图7是根据本发明第五实施例的开关电源设备的电路图。在图1所示的示例中，第二电感器Li设置在第一和第二开关电路S1和S2之间的节点和第三二极管Di之间，而在图7所示的示例中，第二电感器Li设置在第一开关电路S1和电容器Ci之间的节点和电容器Ca之间。该结构也实现了与第一实施例相似的优点。
图8是根据本发明第六实施例的开关电源设备的电路图。在该示例中，独立于变压器T设置第二变压器T2，并且将第二变压器T2的输入绕组Li用作图1所示的第二电感器Li。将整流电路Ds2设置在第二变压器T2的输出绕组Lo和整流平滑电路RS之间。其余部分与图1所示的相似。图8没有示出与图1所示的二极管Db相对应的组件。
该结构能够将存储在电感器Li的能量从变压器T2的输出绕组Lo提供到整流平滑电路RS侧，由此减小了变压器T的电流。因此，能够减小由于变压器T的绕组等引起的传导损失，引起较高的效率。整流电路Ds2和整流电路Ds可以是分离的，并且可以设置为不同的输出。
图9是根据本发明第七实施例的开关电源设备的电路图。在该示例中，设置了第二变压器T2，并且与第二变压器T2的输入绕组Li1串联设置了电感器Li。其余部分与图8所示相似。
该结构使存储在电感器Li1中的能量被直接提供到整流平滑电路RS侧，由此减小了变压器T的电流。因此，能够减小由于变压器T的绕组等引起的传导损失，引起较高的效率。与图8所示的情况相同，整流电路Ds2和整流电路Ds可以是分离的，并且可以设置为不同的输出。
图10是根据本发明第八实施例的开关电源设备的电路图。在该示例中，变压器T具有第三绕组Lt，第三绕组Lt与第二电感器Li串联。其余结构与图1所示相似。
图10所示的结构实现了与第一实施例相似的优点。此外，利用在变压器T的第三绕组Lt中产生的电压，能够调整要施加到电感器Li上的电压，并且能够调整输入电流iin的导通角(商用电源电压半个周期期间的导通时间)，以实现谐波电流抑制和损失减小。通过调整第三绕组Lt和初级绕组的匝数比，能够减小导通角，由此防止将过高的电压施加到电容器Ci上。
图11是根据本发明第九实施例的开关电源设备的电路图。在该示例中，将电感器Li设置在二极管Db和电容器Ca之间。整流平滑电路RS是额外包括二极管Df和电感器Lf的正向变换器型。因此，变压器T的次级绕组Ls的极性与第一到第八实施例中的相反。其余结构与图1所示的相似。利用图11所示的结构，将激发能存储在电感器Lf中，因此，变压器T能够变得更加紧凑。
次级侧可以是图1所示的回扫转换器型，无需改变电感器Li的位置。在图1以及4到10中，与图11相同，次级侧可以是正向变换器型。
图12示出了根据本发明第十实施例的开关电源设备中的开关控制电路的示例结构。在该示例中，包括电阻器Rz、齐纳二极管ZD和二极管Dz的串联电路与变压器T的驱动绕组Lb相连，以及包括电阻器Rt和电容器Ct的串联电路与包括齐纳二极管ZD和二极管Dz的串联电路并联。将电容器Ct的电压施加到晶体管Tr的基极上。晶体管Tr的基极和发射极之间的二极管Db防止将反向电压施加到晶体管Tr的基极和发射极之间。
包括电阻器Rg和电容器Cg的串联电路形成了用于延迟开关器件Q的导通的延迟电路DL。电容器Ciss示出了开关器件Q的输入电容。
因此，齐纳二极管ZD向包括电阻器Rt和电容器Ct的时间常数电路提供了恒定电压，并且所述时间常数电路不会受到驱动绕组Lb的电压变化的影响。通过控制电阻器Rt阻抗，能够控制晶体管Tr的导通定时，即，开关器件Q的导通周期。
权利要求
1.一种开关电源设备，包括第一开关电路S1，由包括第一开关器件Q1、第一二极管D1和第一电容器Cds1的并联电路构成；第二开关电路S2，由包括第二开关器件Q2、第二二极管D2和第二电容器Cds2的并联电路构成；输入侧整流电路Da，由用于整流AC输入电压的至少一个整流器件构成；向其施加由整流电路Da整流的电压的第三电容器Ca；具有初级绕组Lp和次级绕组Ls的变压器T；与次级绕组Ls相连的整流平滑电路Rs；与初级绕组Lp串联的第一电感器Lr；连接第二电感器Li，以便在第一开关电路S1导通的导通周期期间，施加第三电容器Ca的电压；防止反向电流流入第二电感器Li的第三二极管Di；第四电容器Ci，由存储在第二电感器Li中的激发能充电，并对其进行连接，以便在导通周期期间将电压施加到初级绕组Lp；第五电容器Cr，与第一电感器Lr、初级绕组Lp和第二开关电路S2一起形成闭合回路；以及开关控制电路SC1和SC2，用于按照其中二者之间的两个开关器件截止的时间周期，交替地导通和截止第一和第二开关器件。
2.一种开关电源设备，包括第一开关电路S1，由包括第一开关器件Q1、第一二极管D1和第一电容器Cds1的并联电路构成；第二开关电路S2，由包括第二开关器件Q2、第二二极管D2和第二电容器Cds2的并联电路构成；输入侧整流电路Da，由用于整流AC输入电压的至少一个整流器件构成；向其施加由整流电路Da整流的电压的第三电容器Ca；具有初级绕组Lp和次级绕组Ls的变压器T；与次级绕组Ls相连的整流平滑电路Rs；与初级绕组Lp串联的第一电感器Lr；连接第二电感器Li，以便在第一开关电路S1导通的导通周期期间，施加第三电容器Ca的电压；防止反向电流流入第二电感器Li的第三二极管Di；第四电容器Ci，由存储在第二电感器Li中的激发能充电，并对其进行连接，以便在导通周期期间将电压施加到初级绕组Lp；第五电容器Cr，与第二开关电路S2一起形成连接到第一开关电路S1的两端的串联电路；以及开关控制电路SC1和SC2，用于按照其中二者之间的两个开关器件截止的时间周期，交替地导通和截止第一和第二开关器件。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源设备，其特征在于，设置不同于变压器T的第二变压器T2，第二电感器Li由第二变压器T2的输入绕组构成，并且在第二变压器T2的输出绕组Lo和整流平滑电路RS之间设置整流电路Ds2。
4.根据权利要求1或2所述的开关电源设备，其特征在于，设置不同于变压器T的第二变压器T2，第二变压器T2的输入绕组Li1与第二电感器Li串联，并且在第二变压器T2的输出绕组Lo和整流平滑电路RS之间设置整流电路Ds2。
5.根据权利要求1或2所述的开关电源设备，其特征在于，变压器T具有第三绕组Lt，第二电感器Li与第三绕组Lt串联。
6.根据权利要求1到5之一所述的开关电源设备，其特征在于，第三电容器Ca使谐波分量电流流动，并形成低通滤波器或低通滤波器的一部分。
7.根据权利要求1到6之一所述的开关电源设备，其特征在于，将第四二极管Db连接在输入侧整流电路Da和第四电容器Ci之间。
8.根据权利要求1到7之一所述的开关电源设备，其特征在于，第二电感器Li的一端与第一开关电路S1和第二开关电路S2之间的节点相连，另一端与第三二极管Di相连，并且第四二极管Dc的两端与第二开关电路S2和第四电容器Cr之间的节点以及第一开关电路S1和第二开关电路S2之间的节点相连。
9.根据权利要求1到8之一所述的开关电源设备，其特征在于，变压器T包括一个或多个驱动绕组Lb1和Lb2，开关控制电路SC1和SC2利用驱动绕组Lb1和Lb2中产生的电压来驱动第一开关器件Q1或第二开关器件Q2。
10.根据权利要求1到9之一所述的开关电源设备，其特征在于，将由包括电阻器Rg1和Rg2以及电容器Cg1和Cg2的串联电路构成的延迟电路DL1和DL2设置在驱动绕组Lb1和Lb2以及第一和第二开关器件Q1和Q2的控制端子之间，以及在驱动绕组Lb1和Lb2中产生用于导通开关器件Q1和Q2的电压之后，开关控制电路SC1和SC2有延迟地分别导通开关器件Q1和Q2。
11.根据权利要求10所述的开关电源设备，其特征在于，设置延迟电路DL1和DL2的延迟时间，以便在将要施加到第一和第二开关器件Q1和Q2的两端的电压减小到零或近似零之前，不导通开关器件Q1和Q2。
12.根据权利要求1到11之一所述的开关电源设备，其特征在于，开关控制电路SC1和SC2包括与开关器件Q1和Q2的控制端子相连的开关装置，在驱动绕组Lb1和Lb2中产生用于导通开关器件Q1和Q2的电压之后，将开关装置导通预定时间，由此截止开关器件Q1和Q2。
13.根据权利要求12所述的开关电源设备，其特征在于，开关装置由晶体管Tr1和Tr2构成，并将阻抗电路和形成时间常数电路的电容器Ct1和Ct2分别连接到晶体管Tr1和Tr2的控制端子。
14.根据权利要求1到13之一所述的开关电源设备，其特征在于，开关控制电路SC1和SC2包括时间常数电路TC1和TC2，用于在驱动绕组Lb1和Lb2中产生用于导通开关器件Q1和Q2的电压之后，将开关器件Q1和Q2截止特定时间。
15.根据权利要求1到14之一所述的开关电源设备，其特征在于，变压器T具有漏电感，并将漏电感配置为第一电感器Lr。
16.根据权利要求1到15之一所述的开关电源设备，其特征在于，由场效应晶体管构成第一开关电路S1和第二开关电路S2中的至少一个。
17.根据权利要求1到16之一所述的开关电源设备，其特征在于，开关控制电路SC1和SC2控制第一开关器件Q1的导通周期，以便稳定从与次级绕组Ls相连的整流平滑电路RS得到的输出电压。
18.根据权利要求1到17之一所述的开关电源设备，其特征在于，开关控制电路SC1和SC2根据第四电容器Ci两端的电压来控制第二开关器件Q2的导通周期。
19.根据权利要求1到18之一所述的开关电源设备，其特征在于，当第四电容器Ci两端的电压增大时，开关控制电路SC1和SC2抑制第二开关器件Q2的导通周期，并过渡到其中在轻负载或无负载情况下、周期性地重复振荡周期和停止周期的间歇振荡操作模式，开关控制电路SC1和SC2抑制第四电容器Ci两端电压的增大。
全文摘要
一种开关电源设备，包括由开关器件(Q1)和(Q2)、二极管(D1)和(D2)以及电容器(Cds1)和(Cds2)构成的第一和第二开关电路(S1)和(S2)、和变压器(T)。第一电感器(Lr)与变压器(T)的初级绕组(Lp)串联，并设置第二电感器(Li)，以便在第一开关电路(S1)的导通周期期间，施加第三电容器(Ca)的电压。还设置了防止反向电流流入第二电感器(Li)的二极管(Di)以及由存储在第二电感器(Li)中的激发能充电并在第一开关电路(S1)的导通周期期间将电压施加到初级绕组(Lp)的电容器(Ci)。还设置了电容器(Cr)，以便与电感器(Lr)、初级绕组(Lp)和第二开关电路(S2)一起形成闭合回路。
文档编号H02M3/28GK1742424SQ200480002939
公开日2006年3月1日 申请日期2004年10月29日 优先权日2004年1月30日
发明者细谷达也, 竹村博 申请人:株式会社村田制作所