专利名称：直流－直流转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种直流-直流转换器。具体而言，本发明涉及用于分布式电源的绝缘直流-直流转换器以及使用直流-直流转换器的互连反相器，其中绝缘直流-直流转换器将来自分布式直流电源的电功率转换为中等量的电功率。
背景技术：
将来自分布式直流电源的电功率转换为中等量(0.3KW到10KW)的电功率的分布式电源系统具有诸如反相器的功率转换器，其中分布式直流电源诸如家用燃料电池、光致电压电源系统、或者风力电源系统。在功率转换器中，要求输入(初级侧)与系统(次级侧)绝缘。与非绝缘转换器相比较，在这种功率转换器中使用高频绝缘转换器会引起效率降低的问题。
此外，因为作为燃料电池的这种电源不可避免更频繁地以比额定值低的输出运行，所以增加的对象不仅是增加在上述的额定输出的情况下的效率，而且增加在比额定输出的50％少的低输出的运行中的效率。
发明内容
本发明的目的在于提供一种高效率的直流-直流转换器。
根据本发明的一个方面，提供了一种直流-直流转换器，其特征在于包括电压谐振电路，来自输出电压波动的低电压直流电源的直流电源被输入到该电压谐振电路中，并且该电压谐振电路通过零电压切换的方式执行直流-交流转换并输出高频电压；绝缘高频变压器，其具有初级侧和次级侧，并且来自电压谐振电路的输出电压被输入到该绝缘高频变压器的初级侧；电流谐振电路，其连接到变压器的次级侧；整流电路，其对从电流谐振电路输出的输出电流进行整流；以及平滑电路，其平滑来自整流电路的输出电压。
此外，根据本发明的另一方面，提供了一种直流-直流转换器，其特征在于包括第一电压谐振电路，来自输出电压波动的低电压直流电源的直流电被输入到该第一电压谐振电路中，并且该第一电压谐振电路执行直流-交流转换并输出得到的电功率；第一绝缘高频变压器，其具有初级侧和次级侧，并且来自第一电压谐振电路的输出电压被输入到该第一绝缘高频变压器的初级侧；第一电流谐振电路，其连接到第一变压器的次级侧；第一整流电路，对从第一电流谐振电路输出的输出电流进行整流；第一平滑电路，其平滑来自第一整流电路输出电压；第二电压谐振电路，来自输出电压波动的低电压直流电源的直流电被输入到该第二电压谐振电路中，并且该第二电压谐振电路执行直流-交流转换并输出得到的电源；第二绝缘高频变压器，其具有初级侧和次级侧，并且来自第二电源谐振电路的输出电压被输入到该第二绝缘高频变压器的初级侧；第二电流谐振电路，其连接到第二变压器的次级侧；第二整流电路，对从第二电流谐振电路输出的输出电流进行整流；第二平滑电路，其平滑来自第二整流电路的输出电压；脉宽调制电路，其对来自第一和第二整流电路的输出电压进行脉宽调制；以及平滑电路，其平滑来自脉宽调制电路的输出电压。
此外，根据本发明的又一方面，提供了一种直流-直流转换器，其特征在于包括电压谐振电路，来自输出电压波动的低电压直流电源的直流电被输入到该电压谐振电路中，并且该电压谐振电路执行直流-交流转换并输出得到的电源；绝缘高频变压器，其具有初级侧和次级侧，并且来自第一电压谐振电路的输出电压被输入到该绝缘高频变压器的初级侧；第一和第二电流谐振电路，其连接到第一变压器的次级侧；第一和第二整流电路，其对从第一和第二电流谐振电路输出的输出电流进行整流；第一和第二平滑电路，其平滑来自第一和第二整流电路的输出电压；脉宽调制电路，其对来自第一和第二整流电路的输出电压进行脉宽调制；以及第三平滑电路，其平滑来自脉宽调制电路的输出电压。
此外，根据本发明的再一方面，提供了一种直流-直流转换器，其特征在于包括电压谐振电路，来自输出电压波动的低电压直流电源的直流电源被输入到该电压谐振电路中，并且该电压谐振电路执行直流-交流转换并输出得到的电源；第一和第二绝缘高频变压器，其中每一个都具有初级侧和次级侧，并且来自第一电压谐振电路的输出电压被输入到该第一和第二绝缘高频变压器中的每一个的初级侧；第一和第二电流谐振电路，其分别连接到第一和第二变压器的次级侧；第一和第二整流电路，其对从第一和第二电流谐振电路输出的输出电流进行整流；第一和第二平滑电路，其平滑来自第一和第二整流电路的输出电压；脉宽调制电路，其对来自第一和第二整流电路的输出电压进行脉宽调制；以及第三平滑电路，其平滑来自脉宽调制电路的输出。
图1示意地显示了分布式电源系统的配置，其中由本发明的转换器组件以及反相器组件组成的互连反相器被应用于该分布式电源系统中；图2是示出根据本发明的一个实施例的直流-直流转换器的电路配置的框图；图3A是示意地示出直流-直流转换器的次级输出的波形图；图3B是示意地示出直流-直流转换器的次级输出的波形图；图4是示出图2的电压谐振电路的一个实例的电路图；图5是示出图2的电压谐振电路的另一个实例的电路图；图6是示出图2的电压谐振电路的又一个实例的电路图；图7是示出图2的电流谐振电路的一个实例的电路图；图8是示出图2的电流谐振电路的另一个实例的电路图；图9是示出关于图4和图7的组合的电路的电路图；图10是示出图9的直流-直流转换器的MCU的功能的控制组件的框图；图11在(A)至(H)中示出了在图9的直流-直流转换器的额定输出模式下各组件的波形；图12在(A)和(B)中示出了图9的高频变压器在额定输出模式下次级侧上的电压和电流波形；图13在(A)至(M)中示出了在图9的直流-直流转换器的低输出模式下各组件的波形；图14在(A)至(M)中示出了在图9的直流-直流转换器的空载模式下各组件的波形；图15是图1的转换器组件由两个直流-直流转换器单元组成的情况下的电路框图；图16在(A)至(E)示出了图15的电路的各组件的波形；图17是示出在图15的电路中输出电压Vout的变化的图解；图18是示出图15的电路的修改的框图；和图19是示出图15的电路的修改的框图。
具体实施例在下文中，将参照附图，对根据本发明的一个实施例的直流-直流转换器和使用直流-直流转换器的互连反相器进行说明。
图1示意地示出了分布式电源系统的配置，其中由根据本发明的一个实施例的转换器组件10(直流-直流转换器)和执行直流-交流转换的反相器组件20组成的互连反相器2被应用到该分布式电源系统中。
在图1的分布式电源系统中，输出波动的直流电源3的输出(直流电功率)被输入至充当功率调节器的互连反相器中，然后在互连反相器的反相器组件上接受直流-直流转换，其中直流电源3诸如是燃料电池、太阳能电池或、者风力发电。在反相器组件20上，转换的直流输出被转换为比较小的交流输出(例如，大约0.3KW至几十KW)。得到的电压被输出到负载，诸如家庭负载，作为商业电压(系统电压)。这里，在日本，商业电压对应于101V或者202V(单相三线连接)，而在美国商业电压对应于115V或者230V。
在燃料电池系统中，目前，80V或者更小的电压，特别是20V至60V的电压被作为输入电压输入到转换器组件10中。转换器组件具有这样的特征在没有负载的情况下其输出电压Vout是最高的，而当负载变大时其电压大约下降25％至30％。在具有太阳能电池模块的光致电压电源系统中，太阳能电池模块面板输出从17V至21V范围内变化的电压。系统总体上输出170V至350V。输出电压Vout在120V至450V的范围内波动。此外，在风力发电机系统中，生成大约50V的输出电压。当叶轮叶片正在旋转时，输出在30V至50V的范围内波动。
图2是示出关于本发明的一个实施例的转换器组件10的电路配置的框图。
作为高频率绝缘直流-直流转换器的转换器组件10包括高频变压器12、电压谐振电路11、电流谐振电路13和整流电路14，其中电压谐振电路11设置于图1的直流电源3和高频变压器12的初级侧之间并且输出高频电压，电流谐振电路13设置于高频变压器12的次级侧上，整流电路14对来自电流谐振电路13的输出电流进行整流。转换器电路10还包括开关控制组件17，开关控制组件17根据来自整流电路14的输出电压Vout控制电压谐振电路11。与应用于到普通的高压电源上的直流-直流转换器不同，图2的直流-直流转换器具有设置于初级侧上的电压谐振电路11和设置于输出高电压的次级侧上的电流谐振电路13。如稍后描述的那样，控制直流-直流转换器的输出，使直流-直流转换器输出几乎恒定的电压，例如，400V的基准电压。
在应用于普通的高压电源的直流-直流转换器中，电流谐振电路和电压谐振电路设置在高频变压器12的初级侧上。然而，因为图2的直流-直流转换器组件10被应用于电压比较低的电源3，所以如在普通的直流-直流转换器中那样，当输出功率量增加时，设置在高频变压器12的初级侧上的电流谐振电路不可避免地允许电流的增加，结果电流值变得过高。因此，在图2的转换器组件10中，电压谐振电路11设置于高频变压器12的初级侧上，而电流谐振电路13设置于输出高电压的高频变压器12的次级侧上。假定在日本使用互连反相器。在这种情况下，直流-直流转换器组件10通常连接到200-V系统的互连反相器单元，并且从高频变压器12的次级侧输出大约370V的电压。
设置于初级侧上的电压谐振电路11包括诸如FET(场效应晶体管)或者IGB(绝缘栅极双极晶体管)的开关元件。在开关元件的源极和漏极之间(或者在IGBT的情况下在发射极和集电极之间)连接有电容器，以便电压谐振电路11可以进行电压谐振。设置于次级侧上的电流谐振电路13配置成通过串联谐振进行电流谐振。
下面将简要解释如上所述配置成具有开关元件的电路的操作。
在电压谐振电路11中，当来自电源的输出降低时，开关元件的工作频率增加，以便使得输出电压(高频电压)几乎恒定。因为工作频率增加，所以电流谐振电路的阻抗增加。特别地，在电流谐振电路中，当输出变得更小时，在共振频率上的输出变得最大并且频率增加。
现将参照图3A和3B，更详细地解释电压谐振电路中的切换损耗。图3A示出了额定输出模式下高频变压器的次级侧上的电流波形和电压波形，在该模式下，来自电压谐振电路的输出很大。图3B示出了在低输出模式下高频变压器的次级侧上的电流波形和电压波形，其中在低输出模式下来自电压谐振电路的输出很小。在来自电源的输出充分大的额定输出模式下，开关元件以特定工作频率运行，并如图3A所示输出电流以正弦波变化，而在来自电压谐振电路的输出减小和降低的低输出模式下，高频变压器的次级侧上的电流波形和电压波形如图3B所示发生失真并且其频率增加。
在与该实施例相关的直流-直流转换器中，改变电流谐振电路的工作频率，以便控制直流-直流转换器的能量转换，借此对电压谐振电路11的电压进行相位调制，其中电压谐振电路11在高效率下实现零电压切换(ZVS)，同时保持谐振。如上所述，本发明的该实施例利用以下特征当频率改变时，电流谐振电路13的次级侧的工作点移动；当频率减小时，功率上升，而当频率增加时，功率下降，也就是说，传送能量的量发生变化。因此，能够实现高效率的直流-直流转换器。
图2的电压谐振电路11可以采用三种类型的电路配置(1)全桥式(Full bridge)(2)半桥式(Half bridge)(3)推挽式(Push-pull)图4至6示出了这些电压谐振电路的具体实例。
此外，图2的电流谐振电路13可以采用两种类型的电路配置(4)全桥整流电路(5)倍压整流电路图7至8示出了这些电流谐振电路13的具体实例。
从上面的说明中可知，电压谐振电路11和电流谐振电路13的组合的总数是六。图2的直流-直流转换器电路10可以用六种组合实现。
参照图4至6，将解释电压谐振电路11的实例。在图4至6中，通常使用电解电容器作为存储电容器C1。这适用于每个电路，因此将省略其解释。现将说明使用FET作为开关元件的情况。
图4示出了其中电压谐振电路11由全桥电路组成的电路的第一实例。
在图4的电压谐振电路中，开关元件Q1和开关元件Q2串联，开关元件Q3和开关元件Q4串联。电容器C2与开关元件Q1的源极-漏极并联。电容器C3与开关元件Q2的源极-漏极并联。电容器C4与开关元件Q3的源极-漏极并联。电容器C5与开关元件Q4的源极-漏极并联。开关元件Q1、Q2的串联电路和开关元件Q3、Q4的串联电路与输入侧上的直流电源并联，以配置全桥电路。特别地，开关元件Q1、Q3的漏极连接到电源的正极，并且开关元件Q2、Q4的源极连接到电源的负极。
开关元件Q1和开关元件Q2的结点连接到输出侧上的变压器T1的一端。开关元件Q3和开关元件Q4的结点连接到变压器T1的另一端。
图4的全桥电路设置有用于在特定时刻导通和关断开关元件Q1至Q4的开关控制组件17。开关控制组件17由驱动器DR1、DR2、MCU(微控制单元)18和接口IF组成。在开关控制组件17中，检测直流-直流转换器电路10的输出电压Vout。检测信号经由例如绝缘放大器的接口，被提供给MCU 18。MCU 18向驱动器DR1、DR2输出频率控制信号和相位控制信号。驱动器DR1、DR2将控制信号作为反馈信号提供给开关元件Q1至Q4的栅极，从而控制开关元件Q1至Q4。
在图4的电压谐振电路中，串联的开关元件Q1、Q2，串联的开关元件Q3、Q4，和串联的电容器C10、C11是并联连接的。扼流线圈LC的一端连接到电容器C10、C11的结点。扼流线圈LC的另一端连接到变压器T1的初级线圈的中点。在该说明书中，由电容器C10、C11和扼流线圈LC组成的电路称为“换向电路(commutation circuit)”。
换向电路被提供用来在额定输出的几个百分点至30％的低输出下增加效率。在低输出下，换向电路保持电压谐振。特别地，在诸如额定输出的比较高的输出中，由晶体管Q1和电容器C2组成的这种谐振电路产生谐振。在低输出中，因为这种电路不能保持谐振，所以扼流线圈LC和电容器C1、C2、C3、C4、C5保持谐振。特别地，当功率下降时，流过变压器的电流减小。然而，来自扼流线圈LC的电流对该电流进行补充，从而保持谐振。
因此，将换向电路设置在电压谐振电路11和变压器之间，使得即使在低输出的情况下也可以保持谐振，并且即使在低输出的情况下也可以实现高转换效率。
稍后将解释图4中所示的电路的操作。
图5示出了其中的电压谐振电路11由半桥电路组成的电路的第二个实例。在图5中，用相同的附图标记来指示与图4中相同的电路元件和相同的部件。
在图5的电压谐振电路中，开关元件Q1和开关元件Q2串联。电容器C2和开关元件Q1的源极-漏极并联。电容器C3和开关元件Q2的源极-漏极并联。开关元件Q1、Q2的串联电路与电容器C6、C7的串联连接并联连接，以配置半桥电路。
开关元件Q1和开关元件Q2的结点连接到变压器T1的一端。电容器C6和电容器C7的结点连接到变压器T1的另一端。
图5的半桥电路设置有驱动器DR1，以在特定的时刻导通和关断开关元件Q1、Q2。检测直流-直流转换器电路10的输出电压Vout。该信号经由接口IF被提供至MCU 18，然后MCU 18将频率控制信号输出给驱动器DR1。驱动器DR1将控制信号作为反馈信号提供给开关元件Q1、Q2的栅极，从而控制开关元件Q1、Q2。
图6示出了其中电压谐振电路11为推挽式类型的电路的第三个实例。图6示出了推挽式电压谐振电路。在图6中，相同的附图标记指示与图4相同的电路元件和相同的部件。
在图6中，开关元件Q1的漏极连接到变压器T1的一端。开关元件Q2的漏极连接到变压器T1的另一端。开关元件Q1、Q2的源极和直流电源的负极相连接。直流电源的正极连接到变压器T1的一端和另一端之间的中间部分。
图6的推挽式电压谐振电路11设置有驱动器DR1，以在特定时刻导通和关断开关元件Q1、Q2。检测直流-直流转换器电路10的输出电压Vout。该信号经由接口IF被提供给MCU 18，然后MCU 18向驱动器DR1输出频率控制信号。驱动器DR1将控制信号作为反馈信号提供到开关元件Q1、Q2的栅极，从而控制开关元件Q1、Q2。
接下来，将参照图7和8，对电流谐振电路13的具体实例进行说明。
图7示出了由全桥整流电路14和电流谐振电路13组合组成的第四电路。
电流谐振电路13配置成使电感器L和电容器C8串联。在电流谐振电路13中，电感器L连接到变压器T1的一端，电容器C8连接到输出侧上的桥式整流电路14。在桥式整流电路14中，电容器C8的输出侧连接到串联的二极管D1和二极管D2的结点。变压器T1的另一端连接到二极管D3和二极管D4的结点。二极管D1、D2串联。二极管D3、D4串联。二极管D1、D2的串联连接和二极管D3、D4的串联连接并联连接，以配置桥式电路。在桥式电路的输出侧上，平滑电容器C9与桥式电路串联连接。通常使用电解电容器作为平滑电容器C9。接口IF连接到平滑电容器C9。输出电压信号Vout被输出到接口IF。
图8示出了由升压(step-up)桥式电路14和电流谐振电路13组合组成的第五电路。在图18中，用相同的附图标记指示与图7中相同的电路元件和相同的部件。
如图7所示的电路，在电流谐振电路13中，电感器L和电容器C8串联。电感器L连接到变压器T1的一端，电容器C8连接到电感器L的输出侧。在升压桥式电路14中，二极管D1和二极管D2串联。电容器C8的输出侧连接到串联的二极管D1、D2的结点。变压器T1的另一端连接到二极管D2的阳极并连接到电容器C9的一端。二极管D2的阳极连接到电容器C9的一端，二极管D1的阴极连接到电容器C9的另一端。平滑电容器C9与二极管D1、D2的串联电路并联。开关控制组件17的接口IF连接到平滑电容器C9。输出电压信号Vout被输出到接口IF。
参照图9和10，将解释在额定输出模式、低输出模式、空载模式下的直流-直流转换器的操作。图9示出了由图4的全桥电压谐振电路11和图7的全桥整流电路14组合组成的直流-直流转换器的电路配置。在图9中，用相同的附图标记指示与图4和7中相同的部件，并且将省略对它们的解释。图10示出了用来帮助解释开关控制组件17中的MCU 18功能的功能块。
如图10所示，MCU 18将来自整流电路14的输出电压信号Vout与基准电压Vref相比较。当没有负载连接到整流电路14时，直流-直流转换器以空载模式运行。当有负载连接到整流电路14并检测到在与基准电压Vref相对应的额定电压范围内的输出电压时，直流-直流转换器11以额定输出模式运行。此外，虽然有负载连接到整流电路14，但是当检测到输出电压信号Vout比与基准电压Vref相对应的额定电压略低时，直流-直流转换器以低输出模式运行。
在空载模式下，在比较器34，将设置的基准电压Vref与输出电压信号Vout进行比较。因为在空载模式下，输出电压信号Vout充分大于或者几乎等于基准电压Vref，所以从频率表30中选择比图9的电压谐振电路的共振频率更高的频率fa。从相位表32中选择使第一和第三FET Q1、Q3以相同的相位运行并且使第二和第四FET Q2、Q4以相同的相位运行的相位。脉冲发生器35以所选择的频率并以所选择的相位，将第一至第四门脉冲提供给对应的FET Q1至Q4。在空载模式下，直流-直流转换器基本上以这种方式运行高频变压器T1的初级侧交替地连接到直流电源的正极和负极。
因为在比较器34上进行比较的输出电压信号Vout比额定模式下的基准电压Vref低，所以从频率表30中选择与图9的电压谐振电路的谐振频率f0几乎相等的频率f0。从相位表32中选择使第一和第四FETQ1、Q4以相同的相位运行并使第二和第三FET Q2、Q3以相同的相位运行的相位。这里，从相位表32中选择在第一和第三FET Q1、Q3之间并在第二和第四FET Q2、Q4之间给出180度相位差的时刻。脉冲发生器35以所选择的频率并以所选择的相位，将第一至第四门脉冲提供给对应的FET Q1至Q4。在额定模式下，直流-直流转换器基本上以这样的方式运行高频率变压器T1的两个初级端周期性地在直流电压电源的正极侧和负极侧之间进行切换。
因为在低输出模式下在比较器34中比较的输出电压信号Vout比基准电压Vref高，所以从频率表30中选择比图9中的电压谐振电路的谐振频率f0更高的频率fb。第一和第三FET Q1、Q4具有根据输出所确定的在0至180度范围内的相位差。对于第二和第四FET Q2、Q4，从相位表32中选择某个相位。脉冲发生器35以所选择的频率并以所选择的相位将第一至第四门脉冲提供给对应的FET Q1至Q4。在低输出模式下，直流-直流转换器基本上以这样的方式运行高频率变压器T1的两个初级端周期性地在直流电压电源的正极和负极之间进行切换，同时，转换器接收来自换向电路的能量。
通过从频率表30中选择较高频率和从谐振点移动电流谐振电路的阻抗，来抑制直流-直流转换器的输出。因此，可以从MCU 18的外部选择从频率表选择的频率以及基准电压。
首先，将参照图11(A)至图11(H)，给出对额定输出模式下直流-直流转换器的操作的解释，其中直流电源3生成额定值的输出电压(基准电压Vout)。
当图9的直流-直流转换器经由开关(未示出)连接到直流电源3时，电容器C1的充电开始。类似地，与电容器C1并联的电容器C2、C3的串联电路和电容器C4、C5的串联电路的充电也开始。
在某个时刻t1，控制脉冲信号被提供给驱动电路DR1、DR2，从而操作驱动电路DR1、DR2。在t1时刻，图11(E)所示的第一和第四门信号与控制脉冲信号同步地从高电平被转换为低电平。因此，如图11(A)所示，第一和第四门脉冲已经被提供给的FET Q1、Q4保持关断。
在t1时刻之后，变压器的励磁电流如图11(B)所示使FET Q2、Q3的源极-漏极电压开始下降，并如图11(A)所示使FET Q1、Q4的源极-漏极电压开始上升。此外，如图11(C)所示，高频变压器T1的初级电压也如图11(C)所示开始上升。
当从t1时刻起已经过去特定时间Δt的t2时刻到达时，图11(D)所示的第二和第三门信号被提供给FET Q2、Q3的栅极，从而如图11(B)所示在其源极和漏极之间进行传导并将FET Q2、Q3的源极-漏极电压降低为零，其保持FET Q2、Q3处于导通状态。保持关断的FETQ1、Q4的源极-漏极电压到达如图11(A)所示的输入电压。因此，如图11(C)所示，高频变压器T1的初级电压已经达到特定电压，提供电流至FET Q2、Q3，如图11(F)所示这将使得它们的漏极电流增加。该电流将作为励磁电流被提供至高频变压器T1的初级侧，结果在次级侧上出现感生电压。
因为连接到高频变压器T1次级侧的电流谐振电路的阻抗在FETQ2、Q3变成导通之后立即变高，所以FET Q2、Q3中的漏极电流从零开始逐渐增加。从t2时刻到t3时刻，根据连接到高频变压器T1次级侧的电流谐振电路的共振频率生成正弦半波漏极电流。
在t3时刻，当提供给FET Q2、Q3的第二和第三门信号被关断时，FET Q2、Q3关断，如图11(F)所示使得Q2和Q3中的漏极电流减少到零。因此，到高频变压器T1的次级侧的能量供应被终止。此外，如图11(B)所示，被切断的FET Q2、Q3的源极-漏极电压逐渐增加，并且如图11(A)所示，FET Q2、Q4的源极-漏极电压逐渐升高。因为FET Q2、Q3的源极-漏极电压上升，所以FET Q1、Q4的源极-漏极电压下降。因此，高频变压器T1的初级电压也降低。
当从t3时刻起已经过去特定时间Δt的t4时刻到达时，图11(E)所示的第一和第四门信号被提供给FET Q2、Q3的栅极，从而如图11(A)所示在源极和漏极之间进行传导并将FET Q1、Q4的源极-漏极电压降低为零。从t4时刻到t5时刻，FET Q1、Q4保持导通状态。如图11(B)所示，保持关断的FET Q2、Q4的源极-漏极电压达到输入电压。因此，如图11(C)所示，高频变压器T1的初级电压已经到达特定负电压，经由电容器C1、C2、C3的传导，把电流提供给FET Q2、Q3，如图11(G)所示，这使得它们的漏极电流增加。该电流被作为励磁电流提供给高频变压器T1的初级侧，结果在次级侧上出现感生电压。
从t3时刻到t4时刻，与FET Q1、Q4并联的电容器C1、C5逐渐放电，因此FET Q1、Q4的源极-漏极电压逐渐降低。此后，在t4时刻，FET Q1、Q4导通。在该时刻，在进行切换的时间内FET Q1、Q4的源极-漏极电压的变化是非常小的。因此，实现了实际的零电压谐振切换(ZVS)。
从t5时刻起，重复与t1时刻到t4时刻相同的操作，这使得在高频变压器T1的次级侧上产生感生电压。这里，t5时刻、t6时刻、t7时刻和t8时刻分别对应于t1时刻、t2时刻、t3时刻和t4时刻。参照对对应时刻的解释。
这里，从t5时刻到t6时刻，与FET Q1、Q4并联的电容器C2、C5逐渐充电，因此FET Q1、Q4的源极-漏极电压逐渐升高。此后，在t6时刻，FET Q2、Q3导通。在该时刻，在执行切换的时间内FET Q2、Q3的源极-漏极电压的变化是非常小的。因此，实现了实际的零电压谐振切换(ZVS)。
如上所述，操作电压谐振电路，从而在高频率变压器T1的次级侧上输出如图12(A)和图11(B)所示的电压波形和电流波形。特别地，如图12(A)所示，根据图11(C)的高频变压器T1的初级侧上的电压波形，在高频变压器T1的次级侧上出现梯形波形电压。此外，如图12(B)所示，根据图11(H)的高频变压器T1的初级侧上的电流波形，在高频变压器T1的次级侧上出现梯形波形电压。
在直流-直流转换器中，以相同的相位生成施加到FET Q1、Q4的栅极的第一和第四门信号，并以相同的相位生成施加到FET Q2、Q3的栅极的第二和第三门信号。因此，电流未被提供给由扼流线圈LC和电容器C10、C11组成的换向电路，因此换向电路事实上未被操作。
因为本领域的技术人员可以容易地理解对图5的半桥电压谐振电路11的操作和对图6的推挽式电压谐振电路11的操作，所以参照对图4的全桥电压谐振电路11的解释，将省略对其操作的解释。
已经在相关的电源3输出额定电压的假设基础上，解释了直流-直流转换器的操作。然而，例如燃料电池的普通电源通常在小于额定输出，也就是所谓的低输出(大约额定输出的30％)下运行。在这种情况下，不能保持谐振(也就是说，软切换变得不完善)，结果是效率极大降低。因此，在小于额定输出的50％的低输出操作中，必需提升效率。因此，调整控制信号，使得即使在低输出模式下，也可以保持效率。特别地，如下所述，当次级电压已经达到比额定电压高(比基准电压高，诸如400V或者更小)的电压时，在低输出模式下，MCU 18把低输出模式中的控制信号提供给驱动器，以便使驱动器生成比额定模式下的频率更高的第一至第四门信号。此外，如下文中解释的那样，MCU 18以这种方式操作驱动电路DR1、DR2，以便将相位差送给第一和第四门信号以及第二和第三门信号。
参照图13(A)至图13(M)，在电源3进入低输出模式(大约额定值的30％)的情况下，将解释由在图4中所解释的全桥电路组成的保持其输出的直流-直流转换器的操作。如图9所示，假定当流过扼流线圈LC的电流IL1是正电流时，电流从电容器C7流至变压器T1的中间抽头，并且，当IL1是负电流时，电流从变压器T1的中间抽头流至电容器C7。在高频变压器T1的初级侧流过的电流IT1中，电流从高频变压器T1的初级侧流至晶体管Q1、Q2的结点的方向被确定为正向，而电流从晶体管Q1、Q2的结点流至高频变压器T1的初级侧的方向被确定为反向。类似地，在高频变压器T1的初级侧流过的电流IT2中，电流从高频变压器T1的初级侧流至晶体管Q3、Q4的结点的方向被确定为正向，而电流从晶体管Q1、Q2的结点流至高频变压器T1的初级侧的方向被确定为反向。
当图9的直流-直流转换器经由开关(未示出)连接到直流电源3时，电容器C1的充电开始。类似地，与电容器C1并联的电容器C2、C3的串联电路，电容器C4、C5的串联电路以及电容器C6、C7的串联电路的充电也开始。
在t11时刻以前，当控制脉冲信号被提供给驱动电路DR1、DR2，使驱动器FETDR1、DR2运行，这使得晶体管Q2、Q4导通时，高频变压器T1的初级侧连接到图13(E)所示的负极侧并变成地电位。因此，如果电容器C7处于充电状态，那么如图13(J)所示，电流IL1将从电容器C7经由扼流线圈LC流至高频变压器T1的初级侧。电流IL1在高频变压器T1的初级侧上被分流，并经由FET Q2、Q4流至直流电源的负极。结果，如图13(K)和13(L)所示，电流IT1、IT2将流入高频变压器的初级侧。这里，因为高频变压器T1的初级侧保持在地电位，所以高频变压器T1的次级侧上的电流谐振电路13不输出电流Ir。
在某个时刻t11，如图13(H)所示，来自驱动电路DR1的第二门信号从高电平被切换为低电平，从而使导通的FET Q2关断。在从t11时刻过去Δtk的t12时刻，如图13(I)所示，第一门信号从低电平被切换为高电平。因此，如图13(B)所示，处于关断状态的FET Q2的源极-漏极电压升高。
在t11时刻，如图13(F)所示，第三门信号保持在低电平。因此，如图13(C)所示，第三门脉冲已经被提供给的FET Q3保持在关断状态。在t11时刻，如图13(G)所示，第四门信号也保持在高电平。因此，如图13(D)所示，只有第四门脉冲已经被提供给的FET Q4保持导通状态。
在t11时刻之后，施加到FET Q2上的栅极截止电压使FET Q2的源极-漏极进入关断状态。因此，如图13(A)所示，FET Q1的源极-漏极电压开始下降，并且关断的FET Q2的源极-漏极电压开始上升。在t11时刻之后，因为晶体管Q3、Q4分别保持关断和导通状态，所以晶体管Q3、Q4的漏极-源极电压也分别维持在高电平和低电平。FET Q2关断的结果是，如图13(E)所示，变压器LC的初级电位从负极侧逐渐升高，如图13(K)和图12(L)所示，高频变压器T1的初级侧的电流IT1达到峰值，并且电流IT2开始增加。此外，如图13(J)所示，继续经由扼流线圈LC11从电容器C7提供扼流电流IL1。
当t12时刻到达时，图13(I)所示的第一门信号被提供给FET Q1的栅极，如图13(A)所示，使FET Q1的源极-漏极导通，并使FET Q1的源极-漏极电压降为零，这使FET Q1保持导通状态。如图13(B)所示，保持关断的FET Q2的源极-漏极电压达到输入电压。另外，高频变压器T1的初级电压经由处于导通状态的FET Q1、Q4的串联电路达到特定电压，使高频变压器T1的初级侧上的电流IT1逐渐减小，并使电流IT2增大。从t12时刻起，如图13(J)所示，继续经由扼流线圈LC从电容器C11提供电流。因此，如图13(M)所示，高频变压器T1的次级侧上的电流谐振电路13开始输出电流Ir。
在t13时刻，当如图13(G)所示第四门信号使FET Q4关断时，高频变压器T1的初级电压开始下降，并从电容器C7经由扼流线圈LC的电流供应减小。该减小的结果是，高频变压器T1的初级侧上的电流IT1基本上停止，并且电流IT2开始从峰值减少。因此，如图13(M)所示，在高频变压器T1的次级侧上的电流谐振电路13，负极侧上已经达到峰值的电流Ir开始减小。
在从t13时刻过去特定时间Δt的t14时刻，如图13(F)所示，FET Q3的源极-漏极电压变成大约为零，并且几乎同时，第三门信号使FET Q3导通。因为FET Q1、Q3导通而FET Q2、Q4关断，所以如图13(E)所示，高频变压器T1的初级侧维持正电压，并且如图13(J)所示，以这样的方式改变经过扼流线圈LC的电流的方向扼流线圈LC中的电流以电容器C7充电的方向流动。因此，如图13(E)所示，高频变压器T1的初级侧变为地电压，并且如图13(M)所示，电流谐振电路13停止供应电流Ir。如图13(K)和13(L)所示，流入高频变压器T1的初级侧的电流IT1在反方向上也增加，并且电流IT2也减小。
在t15时刻，当第一门脉冲使FET Q1关断时，FET Q1的漏极-源极电压升高并且FET Q2的漏极-源极电压降低。这里，如图13(E)所示，因为FET Q3处于导通状态，所以高频变压器T1的初级电压开始下降。
在t16时刻，当第二门脉冲使FET Q2导通时，如图13(B)所示，使得FET Q2源极和漏极之间导通，并且FET Q2的源极-漏极电压降至零，这使得FET Q2保持导通状态。另外，如图13(A)所示，保持关断的FET Q1的源极-漏极电压升高，直至源极-漏极电压达到输入电压为止。因此，如图13(E)所示，高频变压器T1的初级电压经由处于导通状态的FET Q2、Q3的串联电路达到特定的负电压，这使得高频变压器T1的初级侧上的负电流IT1逐渐减小。负极侧上的电流IT2增加。从t16时刻起，如图13(J)所示，继续经由扼流线圈LC向电容器C7提供电流，从而对电容器C7充电。因此，如图13(M)所示，高频变压器T1的次级侧上的电流谐振电路13开始输出正电流Ir。
在t17时刻，如图13(G)所示，当第三门信号使FET Q3关断时，高频变压器T1的初级电压开始上升。另外，经由扼流线圈LC为电容器C7充电的电流IL1的供应减小。供应降低的结果是，高频变压器T1的初级侧上的电流IT1实际上停止，并且负电流IT2开始从峰值减小。因此，如图13(M)所示，高频变压器T1的次级侧上的电流谐振电路13中，已经到达其正向峰值的电流Ir开始减小。
如图13(G)所示，在从t17时刻过去特定时间Δt的t18时刻，FET Q4的源极-漏极电压几乎变为零，并且几乎同时，第四门信号使FET Q4导通。因为FET Q2、Q4导通并且FET Q1、Q3关断，所以如图13(E)所示，高频变压器T1的初级侧保持在0V，并且如图13(J)所示，从电容器C7到扼流线圈LC的电流开始流动。因此，如图13(E)所示，高频变压器T1的初级侧变为地电压，并且如图13(M)所示，电流谐振电路13停止供应电流Ir。此外，如图13(K)和13(L)所示，流入高频变压器T1的初级侧的电流IT1向正极侧增加，并且电流IT2也向正极侧增加。
当t19时刻到达时，将重复参照t11时刻至t18时刻解释的操作，并且如图13(M)所示电流谐振电路13提供电流Ir。
因为本领域的专业技术人员可以容易地理解图5的半桥电压谐振电路11和图6的推挽式电压谐振电路11的操作，所以参照对图4的全桥电压谐振电路11的解释，将省略对其操作的解释。
图14(A)至13(M)示出了当没有负载连接到整流电路14时图9所示的各个组件的波形。即使当没有负载连接到整流电路14时，电压谐振电路11也保持电压谐振，而因为高频变压器T1不向电流谐振电路14提供电流，所以电流谐振电路14不运行。
在没有负载时，如图14(F)至13(I)所示，生成相同相位的第二和第四门信号，生成相同相位的第一和第三门信号，并且如图14A至13(D)所示，FET Q2、Q4的导通和晶体管Q1、Q3的关断是同步的。在下文中，将解释图9所示的没有负载情况下的电路的运行。
在t11时刻，如图14(G)和14(H)所示，第二和第四门信号与控制脉冲信号同步地从高电平被切换为低电平。因此，如图14(A)所示，第二和第四门脉冲已经被提供给的FET Q2、Q4保持关断。另外，在t12时刻，如图14(F)和14(I)所示，生成第一和第三门信号。
在t11时刻之前，因为FET Q2、Q4保持导通而FET Q1、Q3保持关断，所以导通的FET Q2、Q4将高频变压器T1的初级侧连接至直流电源的负极，并使初级侧保持在相同的电位上，结果是初级侧上没有电势差出现并且初级电压保持为零。因此，如图14(M)所示，高频变压器T1的次级侧不输出电流Ir1，保持初级电压为零。此外，如图14(J)所示，充电电容器C11经由扼流线圈LI将电流IL1提供给高频变压器T1的中间抽头，并且如图14(K)和13(L)所示，初级侧将电流IT1、IT2提供给FET Q2、Q4。
在t11时刻，FET Q2、Q4被关断，如图14(J)所示，这不仅使电流IL1增加，而且如图14(K)和13(L)所示增加了从高频变压器T1的初级侧流至FET Q2、Q4的电流IT1、IT2。在t11时刻，因为高频变压器T1的初级侧保持相同的电位，所以在其初级侧上也没有出现电势差，并且初级电压保持为零。如图14(M)所示，高频变压器T1的次级侧不输出电流Ir1并保持为零。
在t11时刻之后，来自扼流线圈L1的电流对电容器C2、C4和C3、C5进行充电。结果，如图14(A)和14(C)所示，FET Q1、Q3的源极-漏极电压开始下降，并且如图14(B)和14(D)所示，FET Q2、Q4的源极-漏极电压开始上升。
当从t11时刻过逝去特定时间Δt的t12时刻到达时，如图14(F)和13(I)所示，高电平的第一和第三门信号被提供给FET Q1、Q3的栅极，使得FET Q1、Q3中的每一个的源极和漏极之间导通，这使得FET Q1、Q3的源极-漏极电压减小到零，并使FET Q1、Q3保持导通状态。此外，如图14(B)和14(D)所示，保持关断的FET Q2、Q4的源极-漏极电压达到输入电压。因为高频变压器T1的初级侧通过导通的FET Q1、Q3保持相同的电位，所以在其初级侧上没有出现电势差并且初级电压保持为零。因此，如图14(M)所示，高频变压器T1的次级侧不输出电流Ir1并保持为零。
从t12时刻到t15时刻，如图14(J)所示电流IL1逐渐减小，并且来自电源正极侧的电流开始对电容器C11进行充电。也就是说，电流IL1从正变为负，并开始对电容器C11进行充电。当电流IL1发生变化时，如图14(K)和13(L)所示，电流IT1、IT2也从正变为负。
在t15时刻，提供给FET Q1、Q3的第一和第三门信号关断，其使得FET Q1、Q3关断，并且FET Q1、Q3的源极-漏极电压逐渐上升。
在从t15时刻起过去特定时间Δt的t16时刻，图14(G)和14(H)所示的第二和第四门信号被提供给FET Q2、Q4的栅极，使得如图14(B)和14(D)所示，FET Q2、Q4导通，这使得FET Q2、Q4的源极-漏极电压降至零。高频变压器T1的初级侧经由FET Q2、Q4连接到电源的负极侧。因为初级侧的两端保持相同的电位，所以在初级侧上没有出现电势差，保持初级电压为零。类似地，如图14(M)所示高频变压器T1的次级侧不输出电流Ir1并保持为零。
此后，在与t11时刻相对应的t18时刻，FET Q2、Q4关断，FET Q1、Q3被导通，并重复从t11时刻到t18时刻的操作。
在互连反相器中，已经解释了当转换器组件10具有单个直流-直流转换器电路时增加转换效率的结构。然而如图15所示，转换器组件10可以具有两个直流-直流转换器电路或单元。如下所述，在这种转换器组件10中，为了提高效率，切换两个直流-直流转换器单元的连接以高效率地输出电压。
在图15的转换器单元10-1、10-2的每个中，其初级电路11由图4至6的电路中的任何一个和与图4至9的变压器T1中的任何一个相对应的变压器T组成。次级电路13与图7或者图8所示的电路相对应。因此，反相器单元10-1、10-2中的每一个在次级电路13的电容器C9的两端之间输出电压作为电压信号。因为已经解释了反相器单元10-1、10-2，所以参照附图，将省略对其的解释。
图15所示的反相器单元10-1、10-2中的每一个的初级电路11可以不设置由图4和9所示的电容器C10、C11和扼流线圈LI组成的换向电路LC。特别地，在图15所示的电路中，第一转换器单元10-1和第二转换器单元10-2的每个可以不设置由扼流线圈LI和用于在低输出下增补电功率的电容器C10、C11组成的换向电路，并且可以提高转换器组件10的效率。
如图15所示，在与第一转换器单元10-1的高电压侧相对应的平滑电容器C9的高电势侧和与第二转换器单元10-2的高电压侧相对应的平滑电容器C9的高电势侧之间连接有二极管D5。在与第一转换器单元10-1的低电压侧相对应的平滑电容器C9的低电势侧和与第二转换器单元10-2的低电压侧相对应的平滑电容器C9的低电势侧之间连接有二极管D6。二极管D5、D6的阳极连接到第二转换器单元10-2，二极管D5、D6的阴极连接到第一转换器单元10-1。在第一转换器单元10-1的低电压侧和第二转换器单元10-2的高电压侧之间设置有晶体管Q7。晶体管Q7以这样的方式驱动，使其受到驱动器17的脉宽调制(PWM)控制。这减小了在切换过程中的电压差，减少了切换损耗。在图15的电路中，平滑电路15的输出被反馈到PWM发生器16。根据该反馈，PWM发生器16生成PWM信号，该PWM信号驱动晶体管Q7。驱动器17包括光耦合器。晶体管QT与平滑电路15的输出侧电绝缘。
在图15的电路中，第一转换器单元10-1和第二转换器单元10-2输出如图16(A)和16(B)所示的恒定输出电压Vout1、Vout2。在t21时刻，如图16(C)所示，PWM信号发生器16生成PWM信号，并且驱动器17使晶体管Q7导通，串联二极管D5、D6，这使得第一转换器单元10-1的低电压侧和第二转换器单元10-2的高电压侧连接至二极管D5、D6的结点。因此，如图16(D)所示，通过将电源Vout1和电源Vout2相连接所得到的这种电压Vout3，从二极管D5、D6的串联电路中被输出。电压Vout3被输入至平滑电路15。在t22时刻，PWM信号被关断，使得第一转换器单元10-1和第二转换器单元10-2的高频变压器的次级侧与平滑电路15并联连接，从而第一转换器单元10-1和第二转换器单元10-2的高频变压器的次级侧向平滑电路提供电压Vout1或者Vout2。因此，如图16(D)所示，平滑电路15的输入电压降低。类似地，在t23时刻，如图16(C)所示，来自PWM信号发生器16的PWN信号被导通并且晶体管Q7被导通，将二极管D5、D6串联连接，这使得第一转换器单元10-1的低电压侧和第二转换器单元10-2的高电压侧连接到二极管D5、D6的结点。因此，如图16(D)所示，通过将电源Vout1和电源Vout2串联连接的方式得到的这种电压Vout3从二极管D5、D6的串联电路输出。电压Vout3被输入平滑电路15。在t24时刻，PWM信号被关断，使得第一转换器单元10-1和第二转换器单元10-2的高频变压器的次级侧与平滑电路15并联连接，从而第一转换器单元10-1和第二转换器单元10-2的高频变压器的次级侧提供电压Vout1或者Vout2。如图16(E)所示，根据PWM信号的脉冲宽度，平滑电路15输出通过平滑输入电压Vout3得到的输出电压Vout4。这里，当PWM信号的脉冲宽度变得更大时，来自平滑电路15的输出电压Vout4变得更高。当PWM信号的脉冲宽度变得更小时，来自平滑电路15的输出电压Vout4变得更低。因此，由PWM信号发生器16检测平滑电路15的输出电压，使得选择出适合的脉冲宽度，这使得平滑电路15的输出能够保持恒定。
当晶体管Q7执行如上所述的PWM操作时，第一转换器单元10-1和第二转换器单元10-2在串联连接和并联连接两种状态之间交替。在该时刻，当电路由两个单元组成时，输出Vout如下Vout＝Vout1×PWM比率+Vout2输出控制范围是Vout＝Vout1×2也就是说，如图17所示，根据晶体管Q7的导通-关断操作来输出输出电压Vout4。
在转换器组件10的电路中，如图18所示，可以为单个初级电路设置两个或更多次级电路。也就是说，本发明可以应用于如图18所示的在单个变压器T1中绕有多个次级绕组的电路。特别地，变压器T1具有单个初级侧和多个次级侧，例如，两个次级侧。图4至6所示的电压谐振电路连接到变压器T1的初级侧，如图7或者8所示配置的第一和第二整流电路13-1、13-2连接到两个次级侧中的每个。在第一整流电路13-1的平滑电容器C9的高电势侧和第二整流电路13-2的平滑电容器C9的高电势侧之间连接有二极管D5。在第一整流电路13-1的平滑电容器C9的低电势侧和第二整流电路13-2的平滑电容器C9的低电势侧之间连接有二极管D6。如图15中，在二极管D5和D6之间连接有受驱动器17的脉宽调制(PWM)控制的晶体管Q7。尽管在图18中没有示出驱动器17和PWM信号发生器，但是它们以与图16(A)至16(E)中相同的方式运行。
此外，如图19所示，在单个初级侧电路中可以设置多个变压器T1-1、T1-2。在图19的电路中，如图7或者8所示配置的第一和第二整流电路13-1、13-2连接到多个变压器T1-1、T1-2中的每一个。在第一整流电路13-1的平滑电容器C9的高电势侧和第二整流电路13-2的平滑电容器C9的高电势侧之间连接有二极管D5。在第一整流电路13-1的平滑电容器C9的低电势侧和第二整流电路13-2的平滑电容器C9的低电势侧之间连接有二极管D6。如图15所示，在二极管D5和D6之间连接有受驱动器17的脉宽调制(PWM)控制的晶体管Q7。尽管在图18中没有示出驱动器17和PWM信号发生器，但是它们以与图16(A)至16(E)中相同的方式运行。
在图18和19所示的初级侧电路11中，可以不设置由图4和9中所示的电容器C10、C11和扼流线圈LI组成的换向电路LC。如果与本实施例相关的电路具有两个或更多次级输出，那么可以将其施加到不使用电压-电流谐振直流-直流转换器的电路。
在上述的直流-直流转换器中，如下所述的实施例是合乎需要的。下面的实施例可以以独立地或者适当结合的方式加以应用。
(1)电压谐振电路是桥式或者推挽式。
(2)在项(1)中，桥式电压谐振电路具有并联的开关元件和电容器，以配置成桥路。
(3)在项(2)中，桥式电压谐振电路包括第一至第四开关元件以及分别与第一至第四开关元件并联的第一至第四电容器。串联连接的第一和第二开关元件与串联连接的第三和第四开关元件并联连接，以配置成桥路。
在项(2)和项(3)中，与开关元件并联的电容器可以被替换为开关元件的内部电容。
(4)电流谐振电路包括串联的线圈和电容器。线圈连接到变压器的第一端，电容器连接到整流电路。
(5)整流电路是全桥整流电路或者倍压整流电路。
(6)在电压谐振电路和变压器之间设置有在低功率输入下保持谐振的换向电路。
(7)与桥式电路并联连接的换向电路，包括串联连接的两个电容器和与电容器的结点及变压器的初级绕组二者相连接的线圈。
根据该实施例的互连反相器的特征在于，包括直流-直流转换器和将直流-直流转换器的输出转换为交流电流电源的反相器。在互连反相器中，当直流-直流转换器的数目大于一时，或者来自直流-直流转换器的输出的数目大于一时，需要在整流电路和平滑电路之间设置脉宽调制电路，其中脉宽调制电路根据来自直流-直流转换器的输出执行脉宽调制。
根据本发明的另一个实施例的互连反相器的特征在于，包括设置于变压器的初级侧上的至少一个直流-直流转换器，设置于变压器的次级侧上的直流-直流转换器，其包括至少两个整流电路和用于平滑来自至少两个整流电路的输出的平滑电路，以及将来自直流-直流转换器的输出转换为交流电源的反相器，上述互连反相器的特征还在于，设置有脉宽调制电路，其基于来自直流-直流转换器的输出执行脉宽调制。
本发明不局限于上述实施例并且在不脱离本发明的精神或者特性的情况下可以用其它方式来实践或者具体化。另外，各阶段的发明都包括在上述实施例中，并且可以通过适当结合所述实施例中所公开的多个组成元素的方式来得出各种发明。
例如，即使某些构件可以从每一个实施例中所公开的所有的组成元素中移除，然而能够实现在“由本发明所实现的主题”的领域内描述的主题并且可以获得在本发明的优点中所描述的效果。
工业实用性如上所述，可以提供一种不仅在额定输出下而且在低输出下具有高转换效率的直流-直流转换器。
权利要求
1.一种直流-直流转换器，其特征在于包括电压谐振电路，其中输入来自输出电压波动的低电压直流电源的直流电，并且所述电压谐振电路通过零电压切换执行直流-交流转换并输出高频电压；绝缘高频变压器，其具有初级侧和次级侧，并且来自所述电压谐振电路的所述输出电压被输入到所述绝缘高频变压器的初级侧；电流谐振电路，其连接到所述变压器的所述次级侧；整流电路，其对从所述电流谐振电路输出的输出电流进行整流；和平滑电路，其平滑来自所述整流电路的输出电压。
2.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述电压谐振电路是桥式或者推挽式。
3.如权利要求2所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述桥式电压谐振电路这样连接，使得开关元件和电容器并联连接，以配置桥路。
4.如权利要求3所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述桥式电压谐振电路包括第一至第四开关元件和分别与所述第一至第四开关元件并联的第一至第四电容器，并且所述第一和第二开关元件的串联连接与所述第三和第四开关元件的串联连接进行并联连接，以配置桥路。
5.如权利要求4所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述绝缘高频变压器具有中间端子，并且所述直流-直流转换器还包括由连接到所述中间端子的扼流线圈和串联的第一和第二电容器组成的换向电路，所述第一和第二电容器的串联连接与所述电压谐振电路并联连接，并且所述扼流线圈连接到所述第一和第二电容器的结点。
6.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述电流谐振电路包括串联连接的线圈和电容器，所述线圈连接到所述变压器的第一端，并且所述电容器连接到所述整流电路。
7.如权利要求4所述的直流-直流转换器，其中所述整流电路是全桥整流电路或者倍压整流电路。
8.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其中用于在低电功率输入下保持谐振的换向电路设置在所述电压谐振电路和所述变压器之间。
9.如权利要求7所述的直流-直流转换器，其中所述换向电路包括两个电容器和线圈的串联连接，所述两个电容器与所述桥式电路并联，所述线圈连接到所述电容器与所述变压器的初级绕组的结点。
10.一种直流-直流转换器，其特征在于包括第一电压谐振电路，其中输入来自输出电压波动的低电压直流电源的直流电，并且所述第一电压谐振电路执行直流-交流转换并输出所得到的功率；第一绝缘高频变压器，其具有初级侧和次级侧，并且来自所述第一电压谐振电路的所述输出电压被输入到所述第一绝缘高频变压器的初级侧；第一电流谐振电路，其连接到所述第一变压器的所述次级侧；第一整流电路，其对从所述第一电流谐振电路输出的输出电流进行整流；第一平滑电路，其平滑来自所述第一整流电路的输出电压；第二电压谐振电路，其中输入来自输出电压波动的低电压直流电源的直流电，并且所述第二电压谐振电路执行直流-交流转换并输出所得到的功率；第二绝缘高频变压器，其具有初级侧和次级侧，并且来自所述第二电压谐振电路的输出电压被输入到第二绝缘高频变压器的初级侧；第二电流谐振电路，其连接到所述第二变压器的所述次级侧；第二整流电路，其对从所述第二电流谐振电路输出的输出电流进行整流；第二平滑电路，其平滑来自所述第二整流电路的输出电压；脉宽调制电路，其对来自所述第一和第二整流电路的输出电压进行脉宽调制；和平滑电路，其平滑来自所述脉宽调制电路的输出电压。
11.如权利要求10所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述第一和第二电压谐振电路中的每一个包括开关元件，并通过零电压转换来执行直流-交流转换以输出高频电压。
12.如权利要求11所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述第一和第二电压谐振电路是桥式或者推挽式。
13.如权利要求10所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述脉宽调制电路包括第一和第二二极管以及开关元件，其中所述第一和第二二极管分别连接到所述第一和第二平滑电路，所述开关元件在接通操作下将所述第一和第二二极管与所述第三平滑电路串联连接，而在关断操作下将所述第一和第二二极管分别与所述第一和第二平滑电路并联连接。
14.一种直流-直流转换器，包括电压谐振电路，其中输入来自输出电压波动的低电压直流电源的直流电，并且所述电压谐振电路执行直流-交流转换并输出所得到的功率；绝缘高频变压器，其具有初级侧和次级侧，来自所述第一电压谐振电路的所述输出电压被输入到所述绝缘高频变压器的初级侧；第一和第二电流谐振电路，其连接到所述第一变压器的所述次级侧；第一和第二整流电路，其对从所述第一和第二电流谐振电路输出的输出电流进行整流；第一和第二平滑电路，其平滑来自所述第一和第二整流电路的输出电压；脉宽调制电路，其对来自所述第一和第二整流电路的输出电压进行脉宽调制；和第三平滑电路，其平滑来自所述脉宽调制电路的输出电压。
15.如权利要求14所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述电压谐振电路包括开关元件，并通过零电压切换来执行直流-交流转换以输出高频电压。
16.如权利要求15所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述电压谐振电路是桥式或者推挽式。
17.如权利要求14所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述脉宽调制电路包括第一和第二二极管以及开关元件，其中所述第一和第二二极管分别连接到所述第一和第二平滑电路，所述开关元件在接通操作下将所述第一和第二二极管与所述第三平滑电路串联连接，而在关断操作下将所述第一和第二二极管分别与所述第一和第二平滑电路并联连接。
18.一种直流-直流转换器，包括电压谐振电路，其中输入来自输出电压波动的低电压直流电源的直流电，并且所述电压谐振电路执行直流-交流转换并输出所得到的功率；第一和第二绝缘高频变压器，其中的每一个都具有初级侧和次级侧，并且来自所述第一电压谐振电路的所述输出电压被输入到每一个第一和第二绝缘高频变压器的初级侧；第一和第二电流谐振电路，其分别连接到所述第一和第二变压器的所述次级侧；第一和第二整流电路，其对从所述第一和第二电流谐振电路输出的输出电流进行整流；第一和第二平滑电路，其平滑来自所述第一和第二整流电路的输出电压；脉宽调制电路，其对来自所述第一和第二整流电路的输出电压进行脉宽调制；和第三平滑电路，其平滑来自所述脉宽调制电路的输出。
19.如权利要求18所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述电压谐振电路包括开关元件，并通过零电压切换来执行直流-交流转换以输出高频电压。
20.如权利要求19所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述电压谐振电路是桥式或者推挽式。
21.如权利要求18所述的直流-直流转换器，其特征在于，所述脉宽调制电路包括第一和第二二极管以及开关元件，其中所述第一和第二二极管分别连接到所述第一和第二平滑电路，所述开关元件在接通操作下将所述第一和第二二极管与所述第三平滑电路串联连接，而在关断操作下将所述第一和第二二极管分别与所述第一和第二平滑电路并联连接。
全文摘要
本发明提供了一种高效率的直流－直流转换器，其包括电压谐振电路，其中输入来自包括家用燃料电池和太阳能电池的低电压直流电源的电功率，并通过零电压切换来执行直流－交流转换；绝缘高频变压器，其传送转换后的电功率；电流谐振电路，其设置于变压器的次级侧上，并执行零电流切换；整流电路，其对来自电流谐振电路的输出进行整流；以及平滑电路，其平滑来自整流电路的输出。
文档编号H02M7/12GK1906837SQ20058000167
公开日2007年1月31日 申请日期2005年3月17日 优先权日2004年3月18日
发明者堀内彰二, 中村良道, 丹希 申请人:三井物产株式会社, 株式会社威姿