专利名称：感应式电机的功率调节的制作方法
技术领域：
本发明涉及对由感应式电机输出或接收的有功功率和无功功率的调节。
背景技术：
诸如具有鼠笼式或滑环转子的异步电机和同步电机之类的感应式电机被用于电动机操作和发电机操作中的多种形式的技术应用。例如，异步和同步发电机被用于分散生成电功率的设施中，诸如风力设施、轴传动发电机、飞轮蓄电池以及机组热力发电厂。
以几乎恒定的转速，具有短路转子的同步发电机和异步发电机原则上能够将以恒定电压和频率生成的电功率直接输出到三相电流源。这种设施的优点是构造简单且坚固、维护费用低和可靠性高。
诸如具有滑环转子的异步电机之类的可变转速设施在发电机的可变转速的情况下能够输出适合的电功率。电机的定子连接到电源而且它的电压的幅度和频率由该电源预定义。由脉宽调制倒相器将具有可变幅度和频率的可变电压施加到转子，该脉宽调制倒相器是倒相器的部件。通过改变这种以可变的滑动(slip)频率施加到转子的三相系统电压，在这种情况下可以设置所有可能的操作状态(例如，欠同步或过同步操作，以及电动机和发电机操作)。
例如，如在EP 0 043 973 A1中所描述的场定向调节通常被用于调节感应式电机。场定向调节的目的是实现电流的场产生(Field-producing)分量和转矩产生分量的解耦合，也即为了转矩和磁化电流(诸如转子通量)可被彼此间相互独立地进行调整。这种行为在转子电流被定向到转子通量空间指针的情况下导致具有滑环转子的异步电动机。调节在旋转场坐标系中发生。出于这个目的，为了进行坐标变换，必须知道转子位置角和定子电压指针的位置。在这种方法中，感应式电机的有功功率和无功功率只能间接地进行调节，而且此外需要级联调节的电流控制回路，其从属于功率控制回路。
与场定向调节形成对照，由Z.Krzeminski在2002年在日本大阪开的IEEE功率转换会议(IEEE Conference Power Conversion)上提出的文章“Sensorless Multiscalar Control of Double Fed Machine for WindPower Generators(用于风力发电机的双反馈电机的无传感器多标量控制)”公开了用于双反馈异步电机的功率调节，其基于多标量系统模型的调节。该系统模型基于对异步电机的状态变量的定义以及状态变量的相关联的状态方程(差分方程)。通过使用非线性反馈，状态方程被线性化并且整个系统被转换成两个线性的部分系统，即一个机械部分系统和一个电部分系统。对该机械部分系统的调节经由一个PI调节器来执行，该PI调节器调节状态变量的设定点变量(setpoint variable)偏差，其结果为定子通量与转子电流的向量积(也即矢量积)，同时经由一个PI调节器进行对电磁部分系统的调节，该PI调节器调节状态变量的设定点变量偏差，其结果为定子通量与转子电流的标量积。为了调节有功功率和无功功率，必须在用于调节机械和电磁部分系统的控制回路中的每个回路之上以级联调节的形式添加一个控制回路。在这种情况下，该有功功率调节器的输出变量代表用于该机械控制回路的设定点变量而无功功率调节器的输出变量代表该电磁控制回路的设定点变量。
在根据Krzeminski的功率调节中，调节不再是在旋转场坐标系中执行，而是可以在固定在线圈上的坐标系中进行，该固定在线圈上的坐标系也即固定在定子或者转子上的坐标系。通过使用定子通量与转子电流的向量积和标量积，在固定在线圈上的坐标系中的调节变成可能，因为这些积包含关于定子通量矢量和转子电流矢量的相互位置的完整信息。非线性反馈使得机械控制回路和电磁控制回路能够线性化并且由此而简化。
然而，Krzeminski的功率调节具有一些缺点。调节的参数强烈地依赖于所使用的操作点(例如，转速)，以致在不同操作点的情况下，必须重新设计在从属机械控制回路和电磁控制回路中使用的功率控制回路的调节器。此外，调节的滑动范围是受限的。最后，结果是调节的动态特性和稳定性不令人满意。
发明内容
由此，本发明的目标是实现对感应式电机的有功功率和无功功率的简单而且同时稳定的调节。
为了实现这个目标，建议了一种方法，其用于在固定在线圈上的坐标系中调节由感应式电机输出或接收的有功功率和无功功率，使用第一调节器根据有功功率的设定点变量偏差来生成第一调节器输出变量，以及使用第二调节器根据无功功率的设定点变量偏差来生成第二调节器输出变量，并且第一调节器输出变量和第二调节器输出变量受各自的反馈变量影响，所述反馈变量是该感应式电机的至少一个时变系统变量的函数，该方法的特征在于从受反馈变量影响的第一调节器输出变量和第二调节器输出变量中确定该感应式电机的至少一个电压或电流作为操纵量，而不需要另外的调节。
该感应式电机可以是具有鼠笼转子或滑环转子的异步电机或者是同步电机，其中每种电机都可以操作为电动机或发电机。在异步电机的情形下，欠同步和过同步操作都是可以的。
为了控制感应式电机的有功功率和无功功率，用于有功功率的设定点变量和用于无功功率的设定点变量被预定义并且通过与所测量的有功功率和无功功率(实际功率)进行比较来确定可能的设定点变量偏差。在设定点变量偏差的情况下，感应式电机的电压或电流随着调节的操纵量发生改变，直到设定点变量偏差消失或者至少落在预定义的阀值之下。例如，如果感应式电机是双反馈异步电机，则该设定点变量可以是施加到转子的电压。
该调节在固定在线圈上(固定在定子或转子上)的坐标系中执行，例如其可以通过选择合适的反馈变量来完成。与场定向调节形成对照，在本发明的调节中，不需要关于与特定坐标系相关的感应式电机的电流和电压的指针(例如定子电压指针)位置的任何信息。
根据本发明，在每种情况下，仅仅使用一个调节器进行对有功功率的设定点变量偏差的调节和对无功功率的设定点变量偏差的调节。该调节器可以是线性调节器，诸如比例调节器(P调节器)、具有线性积分器算法的比例-积分调节器(PI调节器)或比例-积分-差分调节器(PID调节器)，或者甚至可以是非线性调节器，诸如具有非线性积分器算法的PI调节器；然而，也可以使用所有其他类型的调节器。完成这种简单的构造在于直接选择有功功率和无功功率作为调节所基于的状态变量。因此，可以省却另外的从属控制回路。此外，第一调节器输出变量和第二调节器输出变量受反馈变量影响，其中选择反馈变量，使得状态变量被至少部分解耦合，并且实现整个系统的稳定化和简化。
于是，使用有利地预定义的函数，从受反馈变量影响的第一调节器输出变量和第二调节器输出变量中，以及可能情况下还从其他变量中，确定将感应式电机的电压或电流作为操纵量，而不必对受反馈变量影响的调节器输出变量作另外的调节。因此，特别是不再需要通过使用另外的调节器来将调节器输出变量调整到任何类型的设定点值。
根据本发明，用来完成目标的基础是多标量调节方法，其中，然而与相关技术形成对比，有功功率和无功功率被直接定义为状态变量。这导致在调节的综合中省却了从属控制回路。通过引进反馈变量，以一种结果使状态方程稳定化而且简化的方式来重组感应式电机的原始状态方程。在这种情况下，反馈变量被确定为感应式电机的至少一个时变系统变量的函数，例如上述时变系统变量由感应式电机的定子和/或转子内的电压、电流或通量来表示，或者由转子速度来表示。有利地，该反馈变量和调节器的参数彼此适合并且适应于要调节的系统。
根据本发明的优选实施例，调节器(46-1、46-2)是线性调节器。
影响两个调节器的第一调节器输出变量和第二调节器输出变量所用的反馈变量可以以这种方式来选择通过选择有功功率和无功功率作为状态变量使本身是非线性的整个系统线性化。
通过引进以这种方式选择的反馈变量，重组感应式电机的原始状态方程，使得无功功率和有功功率的状态方程被线性化。接着，可将线性化的状态方程表示为状态矩阵内的线性元素，其描述了状态变量间的联系。例如，在特别有利的情况下，针对有功功率和无功功率的线性化的状态方程均对应着一阶低通系统。这些低通系统的时间常数取决于所重组的整个系统的状态矩阵。于是，可使用线性调节器来调节所重组的系统的有功功率和无功功率，通过其可以实现对有功功率和无功功率的成本有效的调节，其在很宽的限制内也是简单且稳定的。
根据本发明的另一优选的实施例，调节器是PI调节器。该PI调节器迫使固定调节偏差快速消失。在这种情况下，理想的和非理想的调节器都可被使用。考虑反馈变量在整个系统上的影响，有利地选择该PI调节器的时间常数。
根据本发明的另一优选的实施例，确定将感应式电机的转子电压作为操纵量。于是，感应式电机可以例如是双馈异步电机。
根据本发明的另一优选的实施例，确定将感应式电机的定子电压作为操纵量。于是，感应式电机可以例如是具有鼠笼转子的异步电机。
根据本发明的另一优选的实施例，确定将感应式电机的励磁电流作为操纵量。于是，感应式电机可以例如是单独励磁的异步电机。
根据本发明的另一优选的实施例，在反馈变量的计算中忽略感应式电机的定子的欧姆电阻。因此，极大地简化了反馈变量的计算。通过控制回路，有利地补偿了由于忽略定子电阻带来的可能的系统建模的不精确性。
根据本发明的另一优选的实施例，在反馈变量的计算中假定是稳定状态。通过这种措施，也极大地简化了反馈变量的计算。通过控制回路，有利地补偿了由于假定是稳定状态带来的可能的系统建模的不精确性。
根据本发明的另一优选的实施例，感应式电机的定子的有功功率和无功功率被调节。
根据本发明的另一优选的实施例，感应式电机所连接到的电源的有功功率和无功功率被调节。
根据本发明的另一优选的实施例，第一调节器输出变量受对应于感应式电机的转子电压和定子通量的向量积的反馈变量影响，而第二调节器输出变量受对应于转子电压和定子通量的标量积的反馈变量影响。在这种情况下，不必必须直接从转子电压和定子通量来计算该向量积和标量积，通过感应式电机的系统变量的函数来间接计算反馈变量也是可能的，所述函数对应着该向量积和标量积。根据本发明的这个优选的实施例，对反馈变量的选择特别适合用于双馈异步电机，其中转子电压被用作调节的操纵量。
在根据本发明的调节中，通过使用转子电压和定子通量的向量积和标量积，可以省却关于与特定坐标系相关的指针位置的信息，并且能够实现简单的调节器综合而不管原始系统的非线性。电机的状态物理上是已被选来描述动态特性的指针的相对位置的函数。然而，指针之间的关系也可以用不带单独的角信息的向量积和标量积来描述。于是，在固定在线圈上(例如，固定在定子或转子上)的任意坐标系中可进行调节的设计。
根据本发明的另一优选的实施例，反馈变量是至少定子电压、定子通量、转子电流和转子速度的函数。一般地，可以不直接通过转子电压与定子通量的向量积和标量积来计算反馈变量，因为转子电压被用作操纵量。然而，反馈变量可以从将感应式电机的状态变量描述为至少定子电压、定子通量、转子电流和转子速度的函数的状态方程来导出。另外，这些函数还可以是感应式电机的电感率和定子电阻的函数。例如，在双馈异步电机的情况下，当转子电压被用作调节的操纵量时，结果产生反馈变量对定子电压、定子通量、转子电流和转子速度的依赖。
根据本发明的另一优选的实施例，根据受反馈变量和定子通量影响的第一调节器输出变量和第二调节器输出变量，确定将感应式电机的转子电压作为操纵量，而不需要另外的调节。对于双馈异步电机，这种类型的过程特别有利。
根据本发明的另一优选的实施例，至少测量感应式电机的定子电压和转子电流。对于双馈异步电机，这种类型的过程特别有利。例如，该测量可以在自然的三相坐标中进行，而被测变量可以随后被变换到两相坐标系中。
根据本发明的另一优选的实施例，感应式电机的定子电流被测量。如果没有位置传感器来测量转子位置角和转子速度，则为了能够计算转子位置角和转子速度，对定子电流的测量可能是必须的。
根据本发明的另一优选的实施例，感应式电机的转子速度被测量或者根据感应式电机的定子电压、定子电流和转子电流来确定感应式电机的转子速度。例如，转子速度可以经由位置传感器来测量。
根据本发明的另一优选的实施例，感应式电机的转子位置角被测量或者根据感应式电机的定子电压、定子电流和转子电流来确定感应式电机的转子速度。例如，转子位置角可以通过位置传感器来测量。
根据本发明的另一优选的实施例，根据感应式电机的定子电压以及定子电压的角频率来计算感应式电机的定子通量。
根据本发明的另一优选的实施例，感应式电机的电压和电流均被测量并接着在两相坐标系中进行变换，并且操纵量在两相坐标系中被确定并接着在三相坐标系中进行变换。在这种情况下，感应式电机的电压和电流被作为自然的三相变量来测量。
根据本发明的另一优选的实施例，该感应式电机是双馈异步电机，其定子直接连接到电源，并且其转子连接到倒相器。该倒相器可包含两个脉宽调制倒相器和一个中间电路，脉宽调制倒相器之一可以连接到转子，而另一个脉宽调制倒相器可以连接到电源。然而，该感应式电机还可以是具有鼠笼转子的异步电机或者可以是同步电机。
此外，建议一种具有命令的计算机程序来实现本发明的目标，该命令的执行使得处理器执行上述调节方法。所提出的调节方法非常适合用于在处理器上实现，例如，该处理器接收设定点变量偏差和反馈变量作为输入变量，并且输出操纵量作为输出变量。如果处理器被提供有所需的感应式电机的电流、电压、通量和角速度的测量值，则也可以在程序中实现对反馈变量的计算。例如，当感应式电机被投入操作并接着被执行时，该计算机程序可以被装载到处理器的主存储器中。对调节器的参数的后续调整或者可能是对反馈变量的后续调整可能是有利的。
此外，建议一种计算机程序产品来实现本发明的目标，该计算机程序产品包含具有命令的计算机程序，该命令的执行使得处理器执行上述调节方法。该计算机程序产品可以例如是诸如存储器卡、磁碟或CD之类的可替代的数据载体，在其上存储了具有用于执行调节方法的命令的计算机程序。
此外，建议一种用于在固定在线圈上的坐标系中调节感应式电机输出或接收的有功功率和无功功率的设备，该设备具有第一调节器，其用于在发生有功功率的设定点变量偏差的情况下生成第一调节器输出变量；该设备具有第二调节器，其用于在发生无功功率的设定点变量偏差的情况下生成第二调节器输出变量；并且，该设备具有用于用特定的反馈变量来影响该第一调节器输出变量和第二调节器输出变量的装置，该特定的反馈变量结果是该感应式电机的至少一个时变系统变量的函数；该设备的特征在于该设备包括用于至少根据受反馈变量影响的第一调节器输出变量和第二调节器输出变量确定将该感应式电机的电压或电流作为操纵量的装置，而无需另外的调节。
根据本发明的设备可以例如是模块化的调节器单元，其具有输入设定点变量偏差和被测变量的接口和输出操纵量的接口。作为选择，该设备可以被永久地集成到该感应式电机中。因为反馈变量的合适选择，该设备仅需要一个用于调节有功功率的调节器和一个用于调节无功功率的调节器，在施加相应的反馈变量之后，调节器输出变量被组合以确定调节的操纵量。
根据本发明的优选实施例，调节器是线性调节器。
根据本发明的另一优选实施例，调节器是PI调节器根据本发明的另一优选实施例，该用于确定感应式电机的电压或电流的装置确定将转子电压作为操纵量。
根据本发明的另一优选实施例，该用于确定感应式电机的电压或电流的装置确定将定子电压作为操纵量。
根据本发明的另一优选实施例，该用于确定感应式电机的电压或电流的装置确定将励磁电流作为操纵量。
根据本发明的另一优选实施例，该感应式电机的定子的有功功率和无功功率被调节。
根据本发明的另一优选实施例，该感应式电机所连接到电源的有功功率和无功功率被调节。
根据本发明的另一优选实施例，第一调节器的调节器输出变量受对应于该感应式电机的转子电压与定子通量的向量积的反馈变量影响；以及该第二调节器的调节器输出变量受施加到其上的对应于转子电压与定子通量的标量积的反馈变量影响。
根据本发明的另一优选实施例，反馈变量是定子电压、定子通量、转子电流和转子角速度的函数。
根据本发明的另一优选实施例，根据受反馈变量和定子通量影响的第一调节器输出变量和第二调节器输出变量确定将该感应式电机的转子电压作为操纵量，而无需另外的调节。
根据本发明的另一优选实施例，该设备包括用于测量感应式电机的定子电压和转子电流的装置。
根据本发明的另一优选实施例，该设备包括用于测量定子电流的装置。
根据本发明的另一优选实施例，该设备包括用于测量感应式电机的转子速度或者用于根据感应式电机的定子电压、定子电流和转子电流来确定感应式电机的转子速度的装置。
根据本发明的另一优选实施例，该设备包括用于测量感应式电机的转子位置角或者用于根据感应式电机的定子电压、定子电流和转子电流来确定感应式电机的转子位置角的装置。
根据本发明的另一优选实施例，该设备包括用于测量感应式电机的电压和电流以及用于在两相坐标系中变换它们的装置，并且包括用于在三相坐标系中变换在两相坐标系中确定的操纵量的装置。
根据本发明的另一优选实施例，该感应式电机是双馈异步电机，其定子直接连接到电源而其转子连接到倒相器。
此外，还建议一种感应式电机以实现本发明的目标，该感应式电机具有用于根据上面已经描述的设备特征、在固定在线圈上的坐标系中调节由感应式电机输出或接收的有功功率和无功功率的设备。
在这种情况下，该感应式电机可以是具有鼠笼转子或滑环转子的异步电机也可以是同步电机。
将基于下述对优选的示例性的实施例的更加详细的描述来解释本发明的这些方面以及其他方面。
图1示出三相电源上的双馈异步电机的示意性说明；图2示出根据本发明对图1中的双馈异步电机的有功功率和无功功率所进行的调节的示意性说明；以及图3示出来自图2的被测变量处理单元44的示意性说明。
具体实施例方式
本发明涉及对感应式电机的有功功率和无功功率的调节。在下文中，通过使用在转子电路中具有倒相器的双馈异步电机的例子来解释这种调节。然而，根据本发明的这种调节同样也适合用于其他感应式电机，特别适合用于具有鼠笼转子和在定子电路中有全倒相器的异步电机，并且特别适合用于同步电机。
图1示出这种类型的异步电机1，其包括定子10和转子11。转子直接或者经过传动装置单元连接到传动轴，并且因此可以交替地接收机械功率(发电机操作)或者输出机械功率(电动机操作)。
在图1中示出的异步电机1内的定子10直接连接到三相电流源3，而转子11经由倒相器2连接到该三相电源3。倒相器2包括电源侧脉宽调制倒相器22和电机侧脉宽调制倒相器20。在中间电路中提供电容器21以解耦合这两个脉宽调制倒相器20和22，以便滑动功率(slip power)可以经由倒相器2在两个方向传输。由于定子10永久地连接到三相电源3，定子电压通常由电源来预定义(在幅度和频率方面)，分开的电源在这里形成一种例外。具有可变频率的可变电压由脉宽调制倒相器20施加到该转子11，可以通过其设置不同的操作状态(欠同步/过同步操作和电动机/发电机操作)。也可以相应地经由该转子电压的施加来控制异步电机1接收或输出有功功率和无功功率。
图1中所示出的异步电机1的数学模型可以以下面的一般形式来表示us=Rsis+dψsdτ+jωaψs,---(1)]]>ur=Rrir+dψrdτ+j(ωa-ωr)ψr,---(2)]]>Jdωrdτ=Im|ψsis|-m0.---(3)]]>在这种情况下，ψr和ψs是定子和转子的通量矢量，is和ir是定子和转子的电流矢量，us和ur是定子和转子的电压矢量，Rs和Rr是定子和转子的线圈电阻，m0是转矩，J是转动惯量，ωr是转子速度，ωa是参考坐标系的旋转速度，而τ是相对时间。在此处和下文中，粗体字母标识矢量变量，同时在此处和下文中，斜体字母标识标量变量。
在电流和通量链之间存在下面的关系is=1Lsψs-LmLrir,---(4)]]>ir=1Lrψr-LmLris,---(5)]]>Ls，Lr和Lm标识定子电感率、转子电感率和计数器电感率(counterinductivity)。
重组方程(1)到(5)，结果得到该异步电机的有利形式的差分方程dψsαSdτ=-RsLsψsαS+RsLmLsirαS+usαS,---(6)]]>dψsβSdτ=-RsLsψsβS+RsLmLsirβS+usβS,---(7)]]>
dirαSdτ=-Ls2Rr+Lm2RsLswσirαS+RsLmLswσψsαS-LmwσωrψsβS+LswσurαS-LmwσusαS,---(8)]]>dirβSdτ=-Ls2Rr+Lm2RsLswσirβS+RsLmLswσψsβS+LmwσωrψsβS+LswσurβS-LmwσusβS,---(9)]]>dωrdτ=LmJLs(ψsαSirβS-ψsβSirαS)-1Jm0.---(10)]]>在这种情况下，wσ被定义为wσ=LsLr-Lm2.---(11)]]>在方程(6)至(10)以及在下文中，第一个下标标识位置(r转子；s定子)，第二个下标指示两相坐标系(α，β)内的特定分量，而第三个下标标识所使用的参考系(S固定在定子线圈上，R固定在转子线圈上)。
本发明假定下面的对状态变量的选择以描述异步电机的状态-转子速度ωr，-定子有功功率ps，-定子无功功率qs，和-定子通量的平方ψsS2=|ψsS|2.]]>下面的关系适用于转子速度ωrdωrdτ=LmJLs(ψsαSirβS-ψsβSirαS)-1Jm0---(12)]]>可以使用方程(13)和(14)来描述发电机功率的瞬时值ps＝usαSisαS+usβSisβS， (13)qs＝-usαSisβS+usβSisαS. (14)假定是稳定状态，则发电机功率可以表示为Ps=1Ls(usαSψsαS+usβSψsβS)-]]>-LmLs(usβSψsαS-usαSψsβS)(ψsαSirβS-ψsβSirαS)ψsS2+]]>(15)+LmLs(usαSψsαS+usβSψsβS)(ψsαSirαS+ψsβSirβS)ψsS2]]>
Qs=-1Ls(usβSψsαS-usαSψsβS)-]]>-LmLs(usβSψsαS-usαSψsβS)(ψsαSirαS+ψsβSirβS)ψsS2+]]>(16)+LmLs(usαSψsαS+usβSψsβS)(ψsαSirβS-ψsβSirαS)ψsS2]]>通过对方程(15)和(16)求微分，以及通过使用方程(6)，(7)，(8)和(9)，在简化后获得下面的微分方程dpsdτ=-1Tvps-LsLmψsS2(usβSψsαS-usαSψsβS)[-1TvusαSψsαS+usβSψsβS(usβSψsαS-usαSψsβS)ψsS2+]]>+1TvusαSψsαS+usβSψsβSusβSψsαS-usαSψsβS(ψsαSirαS+ψsβSirβS)+ωr(ψsαSirαS+ψsβSirβS)+]]>(17)+ωrLmwσψsS2+Lswσ(urβSψsαS-urαSψsβS)-Lmwσ(usβSψsαS-usαSψsβS)+]]>+usαSirβS-usβSirαS]]]>dqsdτ=-1Tvqs-LsLmψsS2(usβSψsαS-usαSψsβS)[-1TvψsS2Lm+]]>+1TvusαSψsαSusβSψsβSusβSψsαSusαSψsβS(ψsαSirβS-ψsβSirαS)+RsLmLswσψsS2+RsLmLsisS2-]]>(18)-ωr(ψsαSirβS-ψsβSirαS)+Lswσ(urαSψsαS+urβSψsβS)-]]>-Lmwσ(usαSψsαS+usβSψsβS)+usαSirαS+usβSirβS]]]>在这种情况下，Tv=wσRsLs+RsLr.---(18a)]]>可以如下计算定子通量的绝对值的平方ψsS2=ψsαS2+ψsβS2.]]>通过对方程(19)求微分以及通过使用方程(6)和(7)来获得下面的微分方程d(ψsS2)dτ=-2RsLsψsS2+2RsLmLs(ψsαSirαS+ψsβSirβS)+2(usαSψsαS+usβSψsβS)---(20)]]>
基于根据本发明对四个状态变量的选择，系统的四个状态方程接着可以被概括如下dωrdτ=LmJLs(ψsαSirβS-ψsβSirαS)-1Jm0,---(21)]]>dqsdτ=-1Tvps-LsLmψsS2(usβSψsαS-usαSψsβS)[-1TvμsαSψsαS+usβSψsβSLm(usβSψsαS-usαSψsβS)ψsS2+]]>+1TvusαSψsαS+usβSψsβSusβSψsαS-usαSψsβS(ψsαSirαS+ψsβSirβS)+ωr(ψsαSirαS+ψsβSirβS)+]]>(22)+ωrLmωσψsS2+Lswσ(urβSψsαS-urαSψsβS)-Lmwσ(usβSψsαS-usαSψsβS)+]]>+usαSirβS-usβSirαS]]]>dqsdτ=-1Tvqs-LsLm.ψsS2(usβSψsαS-usαSψsβS)[-1TvψsS2Lm+]]>+1TvusαSψsαS+usβSψsβSusβSψsαS-usαSψsβS(ψsαSirβS-ψsβSirαS)+RsLmLswσψsS2+RsLmLsisS2-]]>(23)-ωr(ψsαSirβS-ψsβSirαS)+Lswσ(urαSψsαS+urβSψsβS)-]]>-Lmwσ(usαSψsαS+usβSψsβS)+usαSirαS+usβSirβS]]]>d(ψsS2)dτ=-2RsLsψsS2+2RsLmLs(ψsαSirαS+ψsβSirβS)+2(usαSψsαS+usβSψsβS).---(24)]]>通过根据本发明将转子速度ωr、定子有功功率ps、定子无功功率qs和定子通量ψsS2的平方选为状态变量，根据本发明对有功功率和无功功率的调节可以只使用两个调节器来执行，一个调节器用于有功功率而一个调节器用于无功功率，因为有功功率和无功功率是直接状态变量。因此，从属控制回路可以被省却而且特别简单的调节构造是可能的。此外，在控制回路中的角度变换的必要性被省却，以便可以在任意坐标系中执行对调节的设计。
然而，微分方程(22)和(23)因为强非线性而不适合用于调节器设计。由此，根据本发明，以这种方式重组状态方程的系统有功功率和无功功率在系统矩阵中形成线性元素。然而，通过对系统状态表示的变换，系统可以获得强非线性特征。这种非线性行为反过来由非线性反馈元素来补偿。在最佳情况下，在针对有功功率和无功功率的每种情况下，新定义的系统是将接收一阶低通行为。这些低通行为的时间常数是新定义的系统的状态矩阵的函数。两个线性调节器，例如两个PI调节器可以接着被用于该新定义的系统。
状态方程的理想的线性化通过下面的变量定义来获得υ1=urβSψsαS-urαSψsβS]]>=-ψsS2(usβSψsαS-usαSψsβS)wσLs(-1TvusαSψsαS+usβSψsβSLm(usβSψsαS-usαSψsβS)ψsS2+]]>+1TvusαSψsαS+usβSψsβS(usβSψsαS-usαSψsβS)(ψsαSirαS+ψsβSirβS)+]]>(25)+ωr((ψsαSirαS+ψsβSirβS)+LmwσψsS2)-]]>-Lmwσ(usβSψsαS-usαSψsβS)+usαSirβSusβSirαS+s1)]]>和υ2=urαSψsαS+urβSψsβS]]>=-wσLmψsS2(usβSψsαS-usαSψsβS)(-1TvψsS2Lm+]]>+1TvusαSψsαS+usβSψsβS(usαSψsαS-usαSψsβS)(ψsαSirβS-ψsβSirαS)+]]>(26)+RsLmLswσψsS2+RsLmLsirS2-ωr(ψsαSirβS-ψsβSirαS)-]]>-Lmwσ(usαSψsαS+usβSψsβS)+usαSirαS+usβSirβS+s2)]]>变量s1和s2被新引入进来，目的是实现对系统的调节。
很明显，在这种情况下，来自方程(25)的v1对应于转子电压与定子通量的向量积而来自方程(26)的v2对应于转子电压与定子通量的标量积。状态变量和这些变量v1和v2的选择使得在根据本发明的调节中可以省却关于指针位置的信息，通过其使在固定在线圈上的坐标系内的调节变得可能，并且不管非线性如何都使简单的调节器变得可能。异步电机1的状态物理上是被选来描述动态特性的指针的相对位置的函数。然而，指针之间的关系也可以在没有单独的角度信息的情况下通过向量积和标量积来描述。由此，根据本发明的状态矢量以这种方式来选择通过向量积和标量积进行描述是可能的。
因为方程(25)和(26)中的转子电压urS(由分量urαS和urβS来描述)是调节的操纵量，所以变量可以不直接从来自转子电压和定子通量(比较方程(25)和(26)中每个的第一行)的向量积和标量积的定义来计算。然而，向量积和标量积可以根据方程(25)和(26)中的第二行中的每个由系统变量来表达并且可以因此间接地进行计算。
通过在方程(22)和(23)中使用根据方程(25)和(26)的变量v1和v2，状态方程按理想的那样被线性化，其可以被概括如下dωrdτ=LmJLs(ψsαSirβS-ψsβSirαS)-1Jm0,---(27)]]>dpsdτ=-1Tvps+s1,---(28)]]>dqsdτ=-1Tvqs+s2,---(29)]]>d(ψsS2)dτ=-2RsLsψsS2+2RsLmLs(ψsαSirαS+ψsβSirβS)+2(usαSψsαS+usβSψsβS).---(30)]]>方程(27)至(30)被直接用于综合根据本发明的调节。
图2示出这种调节的示意性说明。具有定子10和转子11的双馈异步电机1、馈电电源3和倒相器2被再次示出。
在这个系统中，不同电压和电流被测量并被用于调节以执行根据本发明的对有功功率和无功功率的调节。特别地，这些是电源电压uN、电源电流iN、定子电压usS和转子电流irR。这些电压和电流在自然三相坐标中进行测量并且随后使用变换单元40-1、40-2、40-3和40-5转换到固定在定子或转子上的两相坐标系中。例如，固定在转子usS上的定子电压接着被提供为两个分量usαS和usβS(相应地用于剩余的电压和电流)。
此外，定子电流isS可以可选地被测量并且通过使用变换单元40-4被转换到固定在定子上的两相坐标系，以便使得能够计算转子速度ωr和在转子与定子之间的转子位置角RS。
作为这个过程的替代选择，可以基于可选的位置传感器41和可选的位置接收器42来测量转子与定子之间的转子速度ωr和转子位置角RS，于是对定子电流的测量不再是必要的。
实际的有功功率P和实际的无功功率Q在功率计算单元43中从电源电压uN和电源电流iN进行计算，并且提供有负信号至加法器45-1和45-2，目的是为了分别通过减去外部预定义的设定点有功功率PSoll和设定点无功功率QSoll以在加法器45-1和45-2的输出处生成有功功率的设定点变量偏差和无功功率的设定点变量偏差。在图2中，从电源功率作为实际的变量开始，示出了调节。然而，有可能没有任何别的要传递给定子功率以替代电源功率作为实际变量。
随后在两相坐标系中进行变换的被测变量usS和irR，以及可选的随后在两相坐标系中进行变换的被测变量ωr和RS或者计算ωr和RS所必须的被测变量isS被提供给被测变量处理单元44，其根据方程(25)和(26)，至少部分地作为这些变量的函数，输出转子位置角RS、固定在定子上的定子通量ψsS以及反馈变量v1-s1和v2-s2的输出变量。将结合图3的描述来更加详细地讨论对这些输出变量的计算。
在图2内所说明的根据本发明的调节使用两个PI调节器46-1和46-2，以便根据有功功率和无功功率的设定点变量偏差来生成调节器输出变量s1和s2。调节器输出变量s1和s2被单独地提供给加法器45-3和45-4，通过加法器，调节器输出变量s1和s2另外受反馈变量v1-s1和v2-s2影响，该反馈变量已经由被测变量测量单元44从异步电机1的瞬时系统状态所确定。于是，在加法器45-3和45-4的输出处提供了变量v1和v2，其被供应给单元47用于转子电压的计算。
单元47接收固定在定子ψsS上的定子通量作为另外的输入变量，并且根据下面的方程确定获得预定义的有功功率PSoll和预定义的无功功率QSoll(在两相坐标系中)所需要的固定在定子上的转子电压urSurαS=-v1ψsβS+v2ψsαSψsS2,---(31)]]>urβS=v2ψsβS+v1ψsαSψsS2.---(32)]]>
根据下面的准则，在固定在转子上的坐标系中对来自固定在定子上的坐标系的转子电压的变换在变换单元48中执行，变换单元48从被测变量处理单元44接收转子位置角RS作为另外的输入urαR＝urαScosRS-urβSsinRS， (33)urβR＝urαSsinRS+urβScosRS. (34)最后，通过变换单元40-6，固定在转子上的转子电压被从两相坐标系变换到三相坐标系，并且经由倒相器2的电机侧脉宽调制倒相器20被施加到异步电机1的转子11。
根据本发明的调节只需要两个PI调节器46-1和46-2，以便在足够的时间帧内调节有功功率和无功功率的稳定状态设定点值偏差。出于这个目的，PI调节器的参数，特别是PI调节器的时间常数，适于异步电机1的参数，如在状态方程中所反映的一样。
在图3中说明了来自图2的被测变量处理单元44的示意性构造。被测变量处理单元44接收固定在定子上的定子电压usS、固定在转子上的转子电流irR以及可选地固定在定子上的定子电流isS或者转子速度ωr和转子位置角RS这些被测变量作为输入变量，这些被测变量随后在两相坐标系中进行变换，并且根据这些输入变量输出转子位置角RS、固定在定子上的定子通量ψsS和反馈变量v1-s1和v2-s2。
如已指示的那样，可选地可以通过使用来自图2的位置传感器41和位置接收器42测量转子速度ωr和转子位置角ωr。作为选择，在被测变量处理单元44内可以从固定在定子上的定子电压usS、固定在定子上的定子电流isS和固定在转子上的转子电流irR来估计转子速度和转子位置角，其于是在单元441中实现。接着，通过使用开关442和443可以选择该特定的被测/被估计的转子速度ωr和被测/被估计的转子位置角RS。当然，可以因为成本的原因彻底地省却测量和估计的两种选择中的一种。
接着，转子位置角RS被用于在变换单元445内从固定在转子上的转子电流irR变换到固定在定子上的转子电流irS，以及另外被用于由被测变量处理单元44输出到来自图2的变换单元48。
此外，被测变量处理单元44包括用于计算固定在定子上的定子通量ψsS的单元444。在这种情况中，可以根据任意方法来执行该计算。例如，定子通量可以在转换方程(4)之后以下面的形式来表示ψsαS＝isαSLs+irαSLm， (35)ψsβS＝isβSLs+irβSLm. (36)上述用于计算定子通量的方法可因为电机的饱和效应或者由于测量转换器的类型的原因而产生问题。由此，使用另外的方法是有利的。在具有高功率的感应式电机中，定子电阻Rs可以被忽略。接着方程(1)假定下面的形式dψsdτ=us.---(37)]]>对于定子通量的分量，在稳定状态情况下于是从方程(37)中产生下面的关系ψsαS=-usβSωs,---(38)]]>ψsβS=usαSωs.---(39)]]>在这种情况下，ωs是定子电压的角频率。
作为usS、ψsS、irS和ωr的函数，最终在单元446中执行对反馈变量v1-s1和v2-s2的计算。
在本发明的第一优选实施例中，根据方程(25)和(26)计算反馈变量。
在第二优选实施例中，忽略定子电阻Rs以推导针对反馈变量的方程。例如，这种假定在大电机中是合理的。在这种情况下，可以假定定子电压和定子电流是彼此正交的。如果进一步假定是稳定状态并考虑相关的变量被用于计算，则结果得到下面的关系ψsS2≅1,---(40)]]>usαSψsαS+usβSψsβS≅0,---(41)]]>
usβSψsαS-usαSψsβS≅1.---(42)]]>考虑方程(40)、(41)和(42)，结果得到方程(22)和(23)的简化。这些接着可以以下面的形式来表示dpsdτ=-1Tvps-LsLm[ωr((ψsαSirαS+ψsβSirβS)+LmwσψsS2)+]]>+Lswσ(urβSψsαS-urαSψsβS)-Lmwσ(usβSψsαS-usαSψsβS)+]]>(43)+usαSirβS-usβSirαS]]]>dqsdτ=-1Tvqs-LsLm[-1TvLm+RsLmLswσψsS2+RsLmLsisS2-]]>-ωr(ψsαSirβS-ψsβSirαS)+Lswσ(urαSψsαS+urβSψsβS)]]>(44)+usαSirαS+usβSirβS]]]>如果这里还引入反馈以使方程(43)和(44)线性化，如在第一优选实施例中那样，则同样获得根据方程(27)至(30)的状态方程，但是其具有改变了的变量υ1*=urβSψsαS-urαSψsβS]]>=-wσLs(ωr((ψsαSirαS+ψsβSirβS)+LmwσψsS2)-]]>(45)-Lmwσ(usβSψsαS-usαSψsβS)+usαSirβS-usβSirαS+s1)]]>和υ2*=urαSψsαS+urβSψsβS]]>=-wσLm(-1TvLm-ωr(ψsαSirβS-ψsβSirαS)+usαSirαS+usβSirβS+s2)---(46)]]>因此，与第一优选实施例的唯一差异是在被测变量处理单元44的单元446内对反馈的不同计算。在图2和3中所示出的根据本发明的调节的剩下的结构被维持。
通过根据本发明的第二优选实施例对来自方程(45)和(46)的反馈变量的简化，相比第一优选实施例，该反馈可以进行成本有效的计算，并且该调节因此可以以较低的复杂度以及更快地执行。在这种情况下，像系统的所有其他干扰变量一样，由于可忽略的定子电阻的假定所引起的模型偏差被该调节补偿，以致在第二优选实施例中，在调节的质量或稳定性中不存在损失。
在第三优选实施例中，在反馈的推导中最终假定是稳定状态。于是，方程(6)和(7)可以被简化如下0=-RsLsψsαS+RsLmLsirαS+usαS,---(47)]]>0=-RsLsψsβS+RsLmLsirβS+usβS.---(48)]]>方程(47)和(48)首先乘以ψsαS和ψsβS。因此得到的这些方程被减一次以及被加一次。因此获得下面的方程usβSψsαS-usαSψsβS=ψsS2+RsLmLs(ψsαSirβS+ψsβSirαS),---(49)]]>usαSψsαS+usβSψsβS=RsLsψsS2-RsLmLs(ψsαSirαS+ψsβSirβS).---(50)]]>通过在方程(15)和(16)中使用方程(49)和(50)，结果得到下面的感应式电机的功率方程Ps=Us2Rs-ψs2Rs-LmLs(ψsαSirβS+ψsβSirαS),---(51)]]>Qs=ψs2Ls-LmLs(ψsαSirαS+ψsβSirβS).---(52)]]>通过对方程(51)和(52)进行微分以及通过使用方程(6)至(9)，在简化后获得下面的微分方程dpsdτ=-1Tvps-LmLs[ωr((ψsαSirαS+ψsβSirβS)+LmwσψsS2)+]]>+Lswσ(urβSψsαS-urαSψsβS)-Lmwσ(usβSψsαS-usαSψsβS)+]]>(53)+usαSirβS-usβSirαS]]]>
dpsdτ=-1Tvqs-LsLm[RsLmLswσψsS2+RsLmLsirS2-]]>-ωr(ψsαSirβS+ψsβSirαS)+Lswσ(urαSψsαS-urβSψsβS)-]]>(54)-Lmwσ(usαSψsαS+usβSψsβS)+usαSirαS+usβSirβS]]]>如果像在第一和第二优选实施例中一样也引入反馈以使微分方程(53)和(54)线性化，则同样获得根据方程(27)至(30)的状态方程，但是其具有改变了的变量υ1**=urβSψsαS-urαSψsβS]]>=-wσLm(ωr((ψsαSirαS+ψsβSirβS)+LmwσψsS2)-]]>(55)-Lmwσ(usβSψsαS-usαSψsβS)+usαSirβS-usβSirαS+s1)]]>和υ2**=urαSψsαS+urβSψsβS]]>=-wσLm(RsLmLswσψsS2+RsLmLsirS2-ωr(ψsαSirβS+ψsβSirαS)-]]>(56)-Lmwσ(usαSψsαS+usβSψsβS)+usαSirαS+usβSirβS+s2)]]>与第一和第二优选实施例的唯一差异又是在被测变量处理单元44的单元446内对反馈的不同计算。在图2和3中所示出的根据本发明的调节的剩下的结构被维持。
根据本发明的第三优选实施例对来自方程(55)和(56)的反馈变量的简化，与第一优选实施例相比该反馈可以进行更加成本有效的计算，并且该调节因此可以较不复杂地以及更快地执行。在这种情况下，像系统的所有其他干扰变量一样，由于系统稳定状态的假定所引起的模型偏差被该调节补偿，以致在第三优选实施例中，在系统的调节的质量或稳定性中也不存在损失。
基于优选实施例描述了本发明。通过在推导状态方程中使用不同的简化，结果得到根据本发明的调节的多个变型。这种类型的调节以极大的精度和动态特性为特征。对于控制倒相器，将被测变量变换到特定的参考系统不再是必要的。由此，可以自由地选择坐标系。出于简单的缘故，例如，可以选择固定在定子上的坐标系。
权利要求
1.一种用于在固定在线圈上的坐标系中调节由感应式电机(1)输出或接收的有功功率和无功功率的方法，其中使用第一调节器(46-1)根据所述有功功率的设定点值偏差来生成第一调节器输出变量，以及使用第二调节器(46-2)根据所述无功功率的设定点值偏差来生成第二调节器输出变量，并且其中所述第一调节器输出变量和所述第二调节器输出变量受各自的反馈变量影响，所述反馈变量是所述感应式电机的至少一个时间可变系统变量的函数；所述方法的特征在于至少根据已受所述反馈变量影响的所述第一调节器输出变量确定将所述感应式电机的电压或电流作为操纵量，而不需要另外的从属控制回路，所述反馈变量是以所述无功功率和有功功率被至少部分解耦合的方式来选择的。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述调节器(46-1，46-2)是线性调节器。
3.根据权利要求1到2之一所述的方法，其特征在于所述调节器(46-1，46-2)是PI调节器。
4.根据权利要求1到3之一所述的方法，其特征在于确定将所述感应式电机(1)的转子电压作为所述操纵量。
5.根据权利要求1到3之一所述的方法，其特征在于确定将所述感应式电机(1)的定子电压作为所述操纵量。
6.根据权利要求1到3之一所述的方法，其特征在于确定将所述感应式电机(1)的励磁电流作为所述操纵量。
7.根据权利要求1到6之一所述的方法，其特征在于当计算所述反馈变量时，忽略所述感应式电机(1)的定子的欧姆电阻。
8.根据权利要求1到6之一所述的方法，其特征在于当计算所述反馈变量时，假定是稳定状态。
9.根据权利要求1到8之一所述的方法，其特征在于调节所述感应式电机(1)的定子(10)的有功功率和无功功率。
10.根据权利要求1到8之一所述的方法，其特征在于调节所述感应式电机(1)所连接到的电源(3)的有功功率和无功功率。
11.根据权利要求1到10之一所述的方法，其特征在于所述第一调节器输出变量受对应于所述感应式电机的转子电压与定子通量的向量积的反馈变量影响，以及所述第二调节器输出变量受对应于转子电压与定子通量的标量积的反馈变量影响。
12.根据权利要求1到11之一所述的方法，其特征在于所述反馈变量是至少所述定子电压、所述定子通量、所述转子电流和所述转子速度的函数。
13.根据权利要求1到12之一所述的方法，其特征在于根据受所述反馈变量和所述定子通量影响的所述第一调节器输出变量和第二节调节器输出变量确定将所述感应式电机的转子电压作为操纵量，而不需要另外的调节。
14.根据权利要求1到13之一所述的方法，其特征在于至少测量所述感应式电机(1)的所述定子电压和所述转子电流。
15.根据权利要求1到14之一所述的方法，其特征在于测量所述感应式电机(1)的所述定子电流。
16.根据权利要求1到15之一所述的方法，其特征在于测量或者根据所述感应式电机的所述定子电压、所述定子电流、和所述转子电流确定所述感应式电机(1)的转子速度。
17.根据权利要求1到16之一所述的方法，其特征在于测量或者根据所述感应式电机的所述定子电压、所述定子电流、和所述转子电流确定所述感应式电机(1)的转子位置角度。
18.根据权利要求1到17之一所述的方法，其特征在于根据所述感应式电机的定子电压和定子电压的角频率来计算所述感应式电机(1)的定子通量。
19.根据权利要求14到18之一所述的方法，其特征在于所述感应式电机(1)的电压和电流均被测量并且接着在两相坐标系中进行变换，而且所述操纵量在两相坐标系中被确定并且接着在三相坐标系中进行变换。
20.根据权利要求1到19之一所述的方法，其特征在于所述感应式电机(1)是双馈异步电机，其定子(10)直接连接到电源(3)而其转子(11)连接到倒相器(2)。
21.一种具有命令的计算机程序，所述命令的执行使得处理器执行根据权利要求1到20之一所述的方法。
22.一种计算机程序产品，其包含具有命令的计算机程序，所述命令的执行使得处理器执行根据权利要求1到20之一所述的方法。
23.一种用于在固定在线圈上的坐标系中调节由感应式电机(1)输出或接收的有功功率和无功功率的设备，所述设备具有第一调节器(46-1)，其用于在发生所述有功功率的设定点变量偏差的情况下生成第一调节器输出变量；所述设备具有第二调节器(46-2)，其用于在发生所述无功功率的设定点变量偏差的情况下生成第二调节器输出变量；并且，所述设备具有用于用反馈变量来影响所述第一调节器输出变量和第二调节器输出变量中的每一个的装置(44，45-3，45-4)，所述反馈变量结果是所述感应式电机的至少一个时间可变系统变量的函数；所述设备的特征在于所述设备包括用于至少根据受所述反馈变量影响的所述第一调节器输出变量和第二调节器输出变量确定将所述感应式电机的电压或电流作为操纵量的装置(47)，所述设备不具有任何另外的从属控制回路，并且经由用于将反馈变量施加到所述第一调节器输出变量和第二调节器输出变量的装置，通过选择所述反馈变量，所述有功功率和无功功率能够被至少部分地解耦合。
24.根据权利要求23所述的设备，其特征在于所述调节器(46-1，46-2)是线性调节器。
25.根据权利要求23到24之一所述的设备，其特征在于所述调节器(46-1，46-2)是PI调节器。
26.根据权利要求23到25之一所述的设备，其特征在于所述用于确定所述感应式电机(1)的电压或电流的装置(47)确定将转子电压作为所述操纵量。
27.根据权利要求23到25之一所述的设备，其特征在于所述用于确定所述感应式电机(1)的电压或电流的装置(47)确定将定子电压作为所述操纵量。
28.根据权利要求23到25之一所述的设备，其特征在于所述用于确定所述感应式电机(1)的电压或电流的装置(47)确定将励磁电流作为所述操纵量。
29.根据权利要求23到28之一所述的设备，其特征在于调节所述感应式电机(1)的定子(10)的有功功率和无功功率。
30.根据权利要求23到28之一所述的设备，其特征在于调节所述感应式电机(1)所连接到的电源(3)的有功功率和无功功率。
31.根据权利要求23到30之一所述的方法，其特征在于所述第一调节器(46-1)的调节器输出变量受对应于所述感应式电机的转子电压与定子通量的向量积的反馈变量影响，以及所述第二调节器(46-2)的调节器输出变量受对应于转子电压与定子通量的标量积的反馈变量影响。
32.根据权利要求23到31之一所述的设备，其特征在于所述反馈变量是至少所述定子电压、所述定子通量、所述转子电流和所述转子速度的函数。
33.根据权利要求23到32之一所述的设备，其特征在于根据受所述反馈变量和所述定子通量影响的所述第一调节器输出变量和第二调节器输出变量确定将所述感应式电机(1)的转子电压作为操纵量，而不需要另外的调节。
34.根据权利要求23到33之一所述的设备，其特征在于所述设备包括用于测量所述感应式电机(1)的定子电压和转子电流的装置。
35.根据权利要求23到34之一所述的设备，其特征在于所述设备包括用于测量定子电流的装置。
36.根据权利要求23到35之一所述的设备，其特征在于所述设备包括用于测量(41，42)所述感应式电机(1)的转子速度或者用于根据所述感应式电机的定子电压、定子电流和转子电流来确定所述感应式电机(1)的转子速度的装置。
37.根据权利要求23到36之一所述的设备，其特征在于所述设备包括用于测量(41，42)所述感应式电机(1)的转子位置角或者用于根据所述感应式电机的定子电压、定子电流和转子电流来确定所述感应式电机(1)的转子位置角的装置。
38.根据权利要求23到37之一所述的设备，其特征在于所述设备包括用于测量所述感应式电机(1)的电压和电流并用于在两相坐标系中变换(40-1，40-2，40-3，40-4，40-5)它们的装置，并且所述设备包括用于在三相坐标系中变换在两相坐标系中确定的操纵量的装置(40-6)。
39.根据权利要求23到38之一所述的设备，其特征在于所述感应式电机(1)是双馈异步电机，其定子(10)直接连接到电源(3)而其转子(11)连接到倒相器(2)。
40.一种感应式电机(1)，其具有根据权利要求23到39之一所述的用于在固定在线圈上的坐标系中调节由所述感应式电机输出或接收的有功功率和无功功率的设备。
全文摘要
本发明涉及一种用于在相对线圈固定的坐标系中控制感应式电机(1)的有功或无功功率输出或输入的方法。根据所述方法，第一控制器(46－1)根据有效功率的标称变量偏差产生第一控制器输出变量，而第二控制器(46－2)根据无功功率的标称变量偏差产生第二控制器输出变量。第一控制器变量和第二控制器变量受各自的反馈变量影响，这些反馈变量是从感应式电机的至少一个时变系统变量导出的函数。至少使用受反馈变量影响的第一控制器输出变量和第二控制器输出变量，确定将感应式电机的电压或电流作为校正量，而不需要另外的控制。反馈变量适合于使受控系统线性化，并且允许限制为仅两个简单的控制器，例如两个PI控制器。该控制方法可例如用在双馈异步电机中。
文档编号H02P9/00GK101053137SQ200580028749
公开日2007年10月10日 申请日期2005年7月29日 优先权日2004年8月27日
发明者A·格尼乌斯 申请人:Seg开关设备电子仪器合资有限公司