专利名称：对dc－dc变换器进行数字控制的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种包括窗口电路和控制器的电流模式受控功率变换器，一种包括该电流模式受控功率变换器的便携式电子装置，和一种包括所述窗口电路和控制器的集成电路。
背景技术：
US 2002/0144163A1披露了一种用于控制功率变换器的系统和方法。诸如数字信号处理器或微处理器的控制器从多个功率变换模块接收数字信息并响应该信息发送控制命令。在一个实施例中，所述控制器以公知的电流模式控制操作所述系统并执行通常已知的自适应倾斜补偿。
所述控制器包括一个窗口比较器，和一个模数变换器，其用于将功率变换器的模拟输出电压变换成数字值。模数变换器将设置电压和检测电压之间的数字差向控制器传达，并且窗口比较器向所述控制器传达输入电压是否从设置电压改变了以指示一个高或低检测电压。所述控制器确定提供给负载的电压是否在可接受的范围内，如果不在，则向功率IC传送调整设置电压的命令。
所述控制器可操作在PWM模式下，其中提供源电压的电源的一小部分电流与参考值进行比较。在阈值等级下，限流器会有效的关闭“高压”驱动器。需要另一个模数变换器以将检测电流变换到数字域。
所述控制器可包括一个PI补偿控制器。P动作具有减小上升时间和改进稳定性的效果，I动作具有消除稳态误差的效果。PI补偿器不能对加载步骤立即做出响应。PI补偿器的输出基本上被即时偏移一个量，该量与检测的负载电流的变化成比例。当负载电流达到新的补偿值时，PI补偿器才重新开始其动作。
发明内容
本发明的目的是提供一种具有改进调节性能的数字控制器。
本发明的第一方面提供一种如权利要求1所述的电流模式受控功率变换器。本发明的第二方面提供一种如权利要求14中所述的便携式电子装置。本发明的第三方面提供一种如权利要求15中所述的集成电路。各优选实施例被定义在从属权利要求中。
根据本发明第一方面的电流模式受控功率变换器包括一个电流反馈环路，用于产生一个电流误差信号，其是所述功率变换器中的设置电流级和检测电流的等级之间的差。一个驱动器在所述电流误差信号指示检测电流的等级已经达到设置电流级时切断一可控开关。一个电压反馈环路响应功率变换器的输出电压的等级来影响设置电流级。这种电流反馈环路、驱动器和电压反馈环路通常用在已知的电流模式受控功率变换器中。
所述电压反馈环路包括窗口电路，用于检测输出电压是否(i)在环绕标称值的第一窗口内，(ii)在第一窗口外部，但在一大于所述第一窗口的第二窗口内，(iii)在第二窗口外。第二窗口大于第一窗口，所以第二窗口的电平和输出电压的标称值之间的差就大于第一窗口的电平和输出电压的标称值之间的差。因此，事实上存在五个窗口区域在第一窗口内，在第一窗口的较高电平之上但在第二窗口内，低于第一窗口的较低电平但在第二窗口内，在第二窗口的较高电平以上或在第二窗口的较低电平以下。
一个控制器与所述窗口电路耦接，用于确定设置电流级的一个适应值。当检测的输出电压在第二窗口外而不是检测的输出电压在第二窗口内但在第一窗口外时，所述适应值较大。因此，设置电流的变化量取决于输出电压的实际电平在哪个窗口中。如果输出电压的实际电平与其标称值之间的差相对较大，则用于校正该偏差的设置电流的变化量将相对较大。因此，功率变换器的控制行为被改进以更好的适合从标称情形的较大偏差。
所述功率变换器可以是上变换器或下变换器。在两种情况中，可使用相同的控制动作。其优点是对于功率变换器的不同布局可使用相同的电路。
在如权利要求2所定义的实施例中，所述窗口电路包括四个比较器，用于将所述输出电压与四个不同的参考电平进行比较。所述参考电平中的两个具有高于标称电平的不同值；另两个参考电平具有低于标称电平的不同值。所述标称电平是在功率变换器处于稳定状态时出现的输出电压的电平，在稳定的状态下输出电压具有在第一窗口内的期望值。优选的，所述电平环绕标称电平被对称的选择。代替昂贵的ADC，只需要四个比较器。
在如权利要求3所定义的一个实施例中，所述控制器包括一个具有比例部分和积分部分的PI调节器，所述两个部分在第二窗口外部而不是在第二窗口内但在第一窗口外都是较大的。所述比例动作减小了上升时间并改进了稳定性；积分动作消除了稳态误差。再者，由于在第二窗口外部的较大比例和积分动作，如果输出电压从标称值偏移的越多，电流级适应的越快。
在如权利要求5所定义的一个实施例中，当输出电压等级从第一窗口内变化至其外部但仍处于第二窗口内时，所述控制器首先将比例部分和积分部分增加至一第一电平，并在一稍候时刻，如果输出电压等级仍在第一窗口外但在第二窗口内，则将积分部分增加至高于第一电平的第二电平。其优点是在没有恶化系统速度的情况下而提高了电路的静态分辨率。
在如权利要求6所述的一个实施例中，在一个切换周期期间所述积分部分的小数行为改进了所述分辨率。
在如权利要求7所述的一个实施例中，积分动作具有三个可能的值；电路的静态分辨率在没有恶化系统速度的情况下被进一步改进。
在如权利要求8所述的一个实施例中，由于数模转换器，将检测电流与设置电流级进行比较的比较器是一个模拟电路。必须将模拟检测电流转换成数字检测电流的另一个昂贵的模数转换器是不需要的。由于需要较高的速度和精度，这种模数转换器是昂贵的。
在如权利要求9所述的一个实施例中，本身是已知的倾斜补偿已经被加入以在占空因数大于1/2时防止振荡控制行为。
在如权利要求10所述的一个实施例中，求均允许使用具有相对较低分辨率的数模转换器来使芯片上的区域最小化。由于是对功率变换器的若干个切换周期进行求均，所以平均电平将变得足够精确。
在如权利要求11所述的一个实施例中，使用抛物线波形来执行倾斜补偿。使用这种最佳补偿，来针对电流中的子谐波振荡实际上达到无振荡行为。
在如权利要求12所述的一个实施例中，可容易的将功率变换器从脉冲宽度模式切换为脉冲频率模式。一般在电流模式受控功率变换器中出现的突发模式被防止。突发模式的缺点是输出电压上的波动非常大。
在如权利要求13所述的一个实施例中，获得滞后，如果负载电流只在边上变化，则滞后会防止功率变换器在脉冲宽度模式和模冲频率模式之间连续切换。
可将根据本发明的电源例如实施在便携式电子设备中，诸如，移动电话，个人数字助理，便携式MP3，CD或DVD播放器或GPS系统。所述电源的可能应用的另一个例子是汽车DC-DC变换器应用装置。
本发明的这些和其它方面通过此后所述的实施例将是显而易见的并将参照这样的实施例对其进行说明。
在图中，图1表示电流模式受控功率变换器的一个实施例的示意框图；图2A和2B表示在电流模式受控功率变换器中出现的基本波形；图3表示在使用根据本发明的两个窗口的情况下的电感中的输出电压和电流的波形；图4A和4B为表示比例部分和积分部分的不同电平的例子；图5表示用于说明根据输出电压等级的控制器的状态的状态示图；图6A和6B表示用于说明从脉冲宽度模式切换为脉冲频率模式的过程的波形。
具体实施例方式
图1表示电流模式受控功率变换器的一个实施例的示意框图。仅借助于示例，还被称之为功率变换器1的电流模式受控功率变换器1被显示为是一个上变换器。所述上变换器包括两个开关S3和S4的主电流路径的串联排布。所述串联排布被布置在一个参考电位(借助于示例将其表示为接地)和功率变换器1的输出之间，在所述功率变换器1的输出端提供输出电压Vout。借助于例子，开关S3和S4被显示为是FET，当然也可以使用其它半导体开关，如，双极晶体管。驱动器9从控制器3接收驱动信号DS以分别向FET S3和S4的栅极提供驱动信号DS1和DS2。电感器L1被布置在输入电压Vb与开关S3和S4的主电流路径的结点之间。通过电感L1的电流由I1表示。电感L1可以是一个线圈或一个变压器。
控制器3向驱动器9提供驱动信号DS以确定开关S3和S4的开启时间和关闭时间。如果开关S3关闭，而开关S4打开，则电流I1基本上呈锯齿状上升。如果开关S4关闭，而开关S3打开，则在电感L1中建立的电流I1被提供给连接的负载(未示)以接收输出输出电压Vout。
电流模式受控功率变换器1包括一个同样也是公知的电流控制环路。一个振荡器(未示)以固定重复频率向控制器3提供震荡信号OSC以确定功率变换器1的切换循环的开始时刻，在该开始时刻开关S3接通，而开关S4断开。电感L1中的电流向上升。所述电流控制环路将功率变换器1中的检测电流等级SE与设置电流等级SC进行比较。在检测电路等级SE达到设置电流等级SC时，开关S3被打开，而开关S4关闭。现在，电流I1在被提供给负载的同时开始向下降。检测电流等级SE指示通过电感L1的电流I1。该电流I1可使用与电感L1串联的已知电流检测器(未示)来进行检测。还能够将电流I1检测为与开关S3或S4之一串联的电阻两端的电压或如图所示，如果开关S3具有一个固有电阻，则将电流I1检测作为开关S3两端的电压。还能够检测开关S4两端的电压。
如所公知的，为了防止电流控制环路发生振荡行为(参见图2A和2B)，可提供一种倾斜补偿。通常，倾斜补偿是通过产生设置电流等级SC产生的，所述设置电流等级SC在功率变换器1的每个切换周期TC期间随着时间会减小锯齿波或抛物线波。倾斜补偿波形SCW是通过控制器3产生的并被馈送给数模转换器4。数模转换器4将所述模拟倾斜补偿信号SCA提供给求和电路5。如果期望自适应倾斜补偿，则数模转换器4包括一个输入端，用于接收输出电压Vout并将所述数字倾斜补偿波形SCW与输出电压Vout的电平相乘。
功率变换器1还包括一个电压控制环路，其同样也是公知的。所述电压控制环路根据输出电压Vout的电平来控制设置电流等级SC。
根据本发明一个实施例，所述电压控制环路包括四个比较器100至103，它们每一个都具有一个用于接收功率变换器1的输出电压Vout的输入端。比较器100还接收参考电压Vr1，其具有电平Vr+5mV，其中Vr是标称值。比较器101还接收参考电压Vr2，其具有电平Vr-5mV。比较器102还接收参考电压Vr3，其具有电平Vr+20mV。比较器103还接收参考电压Vr4，其具有电平Vr-20mV。参考电压Vr1至Vr4仅仅是示例。标称值Vr是与期望的、正确输出电压Vout相应的参考电压。
参考电压Vr1和Vr2形成一个环绕标称值Vr的窗口，其还被称为较小的窗口WS。参考电压Vr3和Vr4形成一个环绕标称值Vr的窗口，其还被称为较大的窗口WL，因为它包括了较小的窗口WS。也可以与通过使用四个比较器100至103不同的另一种方式来产生窗口WL和WS。比较器100至103分别提供控制信号CS1至CS4，它们向控制器3指出输出电压Vout相对于参考电压Vr1至Vr3的实际值是多少。
控制器3包括一个PI调整器30，其根据控制信号CS1至CS4来提供一个比例部分P和一个积分部分I。比例部分P具有减小上升时间和稳态误差的效果，积分部分I具有消除稳态误差的效果。当输出电压Vout在较大窗口WL外部时，比例部分P和积分部分I都具有比输出电压Vout在较大窗口WL内但在较小窗口WS外部时大的值。还将进一步参照图4A、4B和5来对其进行说明。如果其电平高于第三参考电压Vr3或低于第四参考电压Vr4，则输出电压Vout在较大窗口WL外部。如果(i)其电平高于第一参考电压Vr1但低于第三参考电压Vr3或者(ii)其电平低于第二参考电压Vr2但高于第四参考电压Vr4，则输出电压Vout在较大窗口WL内部但在较小窗口WS外部。
求和电路7将比例部分P和积分部分I进行求和以获得和值SV。数模变换器8将数字和值SV转换成模拟值IS，其用于响应输出电压Vout的电平来确定设置电流等级SC。求和电路5将模拟值IS与平均值SCA相加以获得设置电流等级SC，其用于在电流环路中与检测的电流等级SE进行比较。
求和电路7还从控制器3接收小数部FP。因为所述系统是数字的，所以设置电流等级SC的分辨率是有限的。例如，所述分辨率可以是数模转换器8的每个LSB 25mA。更高的分辨率是通过将两个值之间的设置电流等级SC在大量切换周期TC的基础上求均实现的，例如，所述小数可以是64个切换周期TC。例如，如果使用六位数模转换器8，则可达到足够精确的设置电流等级SC，前提是设置电流等级SC具有在64个切换周期TCE上求均的两个等级，并且实际上实现了12位分辨率。因此，关于早先给出的示例，小数部FP可以是具有比切换周期TC低的重复速率的脉冲，并且其持续时间可以在1和64个切换周期TC之间变化。该小数部FP也可用于将积分部分I和比例部分P的小数部传送给求和电路7。求和电路7可以是控制器3的一部分。
图2A和2B表示在电流模式受控功率变换器中出现的基本波形。图2A和图2B都示出了在三个切换周期TC期间的检测电流SE，其表示通过电感器L1的电流I1。
图2A表示在切换周期TC期间设置电流等级SC是恒定的情况下的电流模式受控功率变换器1的行为。第一切换周期在时刻t10开始，并在时刻t20结束，第二切换周期在时刻t20开始，并在时刻t30结束，第三切换周期在时刻t30开始。
实线表示稳定情形下的电流I1。在一个上变换器中，电流I1的上升部分出现在开关S3关闭和开关S4打开时的开启周期Ton期间。电流I1的下降部分出现在开关S3打开和开关S4闭合时的关闭周期期间。开关S3在检测电流SE到达设置电流等级SC时的时刻t12、t21、t32打开。开始时刻t10、t20、t30是通过一个振荡器确定的。
虚线表示由在功率变换器1中发生的较小偏移引起的检测电流SE。该较小的偏移在时刻t12、t22、t31会使检测电流SE达到设置电流等级SC。如所看到的，该较小的偏移会在检测电流SE中引发振荡行为，并因此会引起通过电感器L1的电流I1振荡。
图2B表示如果设置电流等级SC在切换周期TC期间按照锯齿变化的电流模式受控功率变换器1的行为。这种所谓的倾斜补偿同样也是公知的。可以使用抛物线补偿来代替锯齿补偿。抛物线补偿甚至好于锯齿补偿，因为如果设计好，则无振荡行为是可能的，其中在一个切换循环的一个切换周期TC之后来补偿偏移。现在，第一切换周期开始于时刻t40并结束于时刻t50，第二切换周期开始于时刻t50并结束于时刻t60，第三切换周期开始于时刻t60。在数字式实现方式中，这种最佳抛物线波形可被容易的产生并且可根据应用程序通过总线输入正确的系数而改变。在模拟控制器中，通常必须对特定的应用程序来调整外部部件。
实线表示在与如图2A所示相同稳定情形下的电流I1。再者，功率变换器1是一个上变换器，其中开关S3在检测电流SE达到设置电流等级SC的时刻t42、t51、t62被打开。虚线表示由功率变换器1中的较小偏移引起的检测电流SE。该较小的偏移在时刻t42、t52、t61会使检测电流SE达到设置电流等级SC。如所看到的，该较小的偏移一方面在时刻t42、t51、t62和另一方面在时刻t41、t52、t61之间只会引发较小的差。图2A中所示的在检测电流SE中发生的振荡行为被防止。
图3表示在使用根据本发明的两个窗口的情况下的电感中的输出电压和电流的波形。在图3的上部示出了输出电压Vout和标称电平Vr附近的窗口WL和WS的参考电平Vr1至Vr4。在图3的下部示出了通过电感L1的电流I1及其平均值Iav。沿垂直轴示出的电压和电流仅仅是例子。
在时刻t100之前，输出电压Vout被稳定在小窗口WS内，具有重复频率的通过电感L1的锯齿形电流I1具有平均值Iav1，所述重复频率是切换周期TC的倒数。从时刻t100向前，负载要求额外的电流量。因此，输出电压Vout的电平开始下降。
当输出电压Vout的电平通过在时刻t100降至参考电压Vr2以下而剩下较小的窗口WS，比例部分P和积分部分I就会增加一个预定的第一量以提高它们动作的效果。由于比例部分P和积分部分I的增加，设置电流等级SC增加并因此允许电流I1上升至更高的峰值。
当输出电压Vout的电平通过在时刻t101降至参考电压Vr4以下而剩下较大的窗口WL，比例部分P和积分部分I就会进一步增加，从而会使电流I1的最大幅度更快速上升。因此，在较大的窗口WL外而不是在较大的窗口WL内但在较小的窗口WS外，由于两个窗口设计都具有较强的P和I效应，所以所述新的情形得以更快速的满足。在时刻t102，输出电压Vout重新进入较大的窗口WL，并且比例部分P和积分部分I被降至预定的第一量。在时刻t103，输出电压Vout重新进入较小的窗口WS，并且比例部分P和积分部分I被进一步降至起开始值。在时刻t104，稳定的情形被再次满足，其中输出电压Vout被稳定至较小窗口WS内的一个等级，且目前在负载请求的较高平均电流Iav2处。
图4A至4C表示用于比例部分和积分部分的不同等级的例子。
在图4A中，示出了输出电压Vout、较小窗口WS、较大窗口WL、标称电平Vr和参考电平Vr1至Vr4。输出电压Vout的标称值由Vr表示，较小窗口WS以参考电平Vr1和Vr2为边界。较大窗口WL以参考电平Vr3和Vr4为边界。
在图4B和4C中，分别示出了用于一个示例的比例部分P和积分部分I的不同等级，在所述示例中，直到时刻t0，输出电压Vout都在小窗口WS内。在小窗口WS内，比例部分P具有为零的开始或标称等级，而积分部分I具有一个预定的开始或标称值。稍微晚于时刻t0，输出电压Vout降至小窗口WS的较低边界Vr2以下，并进入较大窗口WL。在切换周期TC期间，从时刻t0持续到时刻t1，检测到进入大窗口WL，并在随后的切换周期TC中，从时刻t1持续到t2，比例部分P增加至具有值2dP的等级Pg1，dP是一个预定的德尔塔比例部分P。并且，积分部分I增至等级Ig1＝In+dI/64，其中dI是一个预定的德尔塔积分部分I。
在单切换周期TC之后，在时刻t1，输出电压Vout仍然在大窗口WL内。现在，在从时刻t2持续到t3的切换周期TC期间，比例部分P保持在等级Pg1上，而积分部分I被进一步增加至等级Ig2＝In+dI/64+dI*16/64。可以将积分部分I保持为该值Ig2，只要输出电压Vo在所示较大窗口WL外部。但优选的，每个切换周期TC积分部分I都会增加dI*16/64，直到达到最大值In+1*dI。
在时刻t3之前的切换周期TC期间，输出电压Vout降至较大窗口WL的参考电平Vr4以下。现在，比例部分P被扩大至等级Pg2＝6dP，而积分部分I被放大至最大值Ig3＝In+dI。
在时刻t4之前的切换周期TC期间，增大的比例部分P和增大的积分部分I的效果会使输出电压Vout上升到参考等级Vr4以上。在开始于时刻t4的切换周期TC中，比例部分P降至等级Pg1，而积分部分以量dI*16/64降低至等级Ig4。
在时刻t5之前的切换周期TC期间，输出电压Vout跨过较小窗口WS的参考等级Vr2。比例部分P改变至等级零，而积分部分降至标称等级In。虽然示出了积分部分I对于时刻t4和t5之间的两个切换周期TC都具有恒定等级Ig4，但积分部分I对于每个连续的切换周期都可降低量dI*16/64，其中输出电压Vout在较大窗口WL内但不在小窗口WS内。
图5表示用于说明根据输出电压等级的控制器的状态的状态示图。在状态SF+和SF-中，比例部分P是恒定的，而积分部分I逐步增加或降低量dI*16/64。然而，优选的状态SF+和SF-只被保持一个切换周期TC。在状态SF+和SF-中执行的这些动作也分别被称之为增加小数和降低小数。在状态RS+和RS-中，比例部分P以相对小的比例阶差2dP增加或降低也被分别称为慢速上延或下延。在状态RF+和RF-中，比例部分P以相对大的比例阶差4dP增加或降低以获得6dP和积分部分I的一致放大也被分别称为快速上延或下延。
所述箭头表示依据相对于窗口等级Vr1至Vr4的输出电压Vout的值的状态变化。箭头附近的条件表示如果所述条件是真的，则将执行转变。如果从一个状态指向远处的箭头的所有条件都是假的，或者如在下面所说明的，则不改变所述状态。将只针对高于参考电平Vr2的输出电压Vout来说明根据由比较器100至103产生的控制信号CS1至CS4控制所述状态的控制器3的操作。对于低于较小窗口WS的较低等级Vr2的输出电压Vout的状态之间的转变是以与所述高于该等级Vr2的转变类似的方式获得的。
如果电流模式受控功率变换器1处于状态IWS中(输出电压Vout的电平在小窗口WS内)则它将呆在该状态IWS中。如果输出电压Vout增至等级Vr1以上，但处于等级Vr3以下(因此离开小窗口WS但仍呆在大窗口WL内)，则功率变换器1改变至状态SF+。
在状态SF+中，比例部分P不发生改变，而积分部分I增加一个较小的积分台阶(例如，dI/64)。功率变换器1在状态SF+中只保持有限数量的切换周期TC。所述有限的数量优选的为1以便在负载步骤上获得尽可能快的响应。如果输出电压Vout处在小窗口WS外部，但在长于有限数量切换周期TC的大窗口WL内，则进入状态RS+。在状态SF+，只要输出电压Vout处于小窗口WS外但在大窗口WL内，所述积分部分I一次或每个切换周期TC就可增加所述预定的小积分台阶(例如，dI*I/64)，直到达到最大等级。积分部分I也可对于每固定数量的切换周期TC而增加所述预定的较小积分阶差。
可选择的，在状态SF+中，积分部分I可只增加所述预定的较小积分阶差。
在输出电压Vout在小窗口WS外但在大窗口WL中足够长时所进入的状态RS+中，比例部分P一次增加一个预定的较小比例阶差(例如，2*dP)。积分部分I每次或每个切换周期TC可增加一个预定的中间积分阶差(例如，dI*16/64)，直到达到最大等级。也可对于每固定数量的切换周期TC使积分部分I增加所述预定的中间积分阶差。
从状态RS+开始，当输出电压Vout上升到参考电平Vr3以上时，进入状态RF+。现在，比例部分P被增加至大于所述预定的小比例部分的值(例如，从4dP增加至6dP)。积分部分I被增加一个预定的最大积分阶差(例如dI)。优选的，积分部分I被限制到一个最大值并在一个步幅中切换为该最大值。
从状态SF+或RS+中的任何一个开始，输出电压Vout一降到小窗口WS内，就再次进入状态IWS。从状态RF+开始，当输出电压Vout降至参考电平Vr3以下时，就进入状态RS+。
图6A和6B表示用于说明从脉冲宽度模式转变为脉冲频率模式的过程的波形。图6A和6B中使用的时刻t0至t14与图4A和4B中使用的时刻t0至t4不相关。图6A示出了设置电流等级SC和表示通过电感L1的电流I1的检测电流SE。图6B示出了输出电压Vout和参考电压Vr、Vr1和Vr2。现在将参照下变换器来说明功率变换器1的操作。然而，本发明并不限制于下变换器，并且也可以上变换器来实行。虽然使用了与在示出了上变换器布局的图1中所示相同的参考符号，但开关S3、S4和电感L1的排列与下变换器不同。在下变换器中，电感L1被布置在提供输出电压Vout的输出端和与开关S3和S5耦接的结点之间。开关S4被布置在所述结点和呈现输入电压Vb的输入端之间。开关S3被布置在该结点和通常接地的参考电位之间。
在时刻t0，脉冲宽度模式操作功率变换器1的切换周期开始。脉冲宽度模式还被进一步称为PWM状态。在时刻t0，通过闭合开关S4将电感L1布置在功率变换器1的输入端和负载之间。通过电感L1的电流I1开始上延直到在时刻t1到达设置电流等级SC。在该上延电流I1期间，电流I1被提供给负载，并因此输出电压Vout增加。事实上这是一种简化，因为只有在电感L1中的实际电流I1大于负载引入的实际电流的情况下输出电压Vout才上升。在时刻t1，电感L1通过闭合开关S3而被连接在所述输出端和地之间，并且电流I1开始下延，直到在时刻t2，开始下一个切换周期，所述时刻t2是在时间上晚于时刻t1的预定周期。在时间上介于t1和t2之间的预定周期(其是切换周期TC)是通过一个振荡器确定的。切换周期TC还被称为切换循环。
在时刻t2之后和在时刻t3之前不久，功率变换器1的负载急剧下降。这可在形成所述负载的电子装置进入睡眠模式或待机模式的情况下发生。现在，静态上延电流I1远大于由负载获得的电流，并因此会使输出电压Vout急剧上升。在时刻t3，电流I1开始下延。事实上，该下延电流I1仍然可以远大于负载获得的电流，并且输出电压Vout在许多切换循环TC中可保持上升。假设输出电压Vout的上延在时刻t6’停止，在时刻t6’电流I1变为负的。另外，示意的示出了在相同的切换周期期间，输出电压Vout的变化会引起电流设置电平SC发生线形变化。但也可从下一个切换周期TC的开始处开始响应。在实际的应用中，由于两个窗口WS和WL，电流设置电平SC将非线性的下降。电流设置电平SC下降的开始实际上可比所示稍早或稍晚开始。
电流I1在紧跟时刻t7之前的时刻t6’由于降低的电流设置电平SC而变为负的。当现在检测到输出电压Vout已经降低或将降低到参考电平Vr3以下时，PWM状态就变为脉冲频率模式，该模式也被称为PFM状态。在PFM状态中，接通持续时间Ton2被选择成大于在变化成PFM状态之前不久的PWM状态期间发生的接通持续时间Ton1。所获得的滞后现象防止了在PWM状态和PFM状态之间进行连续切换。优选的，将接通持续时间Ton2选择成是接通持续时间Ton1的两倍，因为这在时钟数字系统中是容易实现的。输出电压Vout下降，直到时刻t7’，在该时刻提供给负载的电流I1变得大于负载获得的电流。
将通过在时刻t9之后发生的波形来说明PFM状态下的操作，在时刻t9输出电压Vout将达到参考电平Vr3。在从时刻t9持续到时刻t10的固定接通持续时间Ton2期间，电流I1上延一个固定量。在时刻t10，不工作时期开始并且电流I1下延至零。电流I在时刻t11于其零值停止，因为开关S3被打开，并且电感L1浮动。输出电压Vout在工作时期Ton2的开始处开始增加并在时刻t11开始降低，在时刻t11电感L1不再给负载提供电流。在时刻t12，输出电压Vout再次到达等级Vr3并且下一个周期开始，所述周期与在时刻t9处开始的周期一致。在时刻t13，接通持续时间Ton2结束，并且电流I1在时刻t14再次变为零。
必须注意参考电平Vr3可以是另外的参考电平。使用Vr3是有利的，因为可使用具有相同参考电平Vr2的相同比较器101并且不需要自适应。
应该注意上述的实施例仅仅是说明而非限制本发明，并且本领域技术人员在不脱离后附权利要求的范围的情况下将能够设计许多替换的实施例。
本领域技术人员将能够理解如何改变开关和电感的结构来获得上变换器。其余的电路不需要自适应，并且可以与下变换器相同的方式来操作。但是，如果需要自适应倾斜补偿，则所述数模转换器4应该接收取决于输出电压V0而不是输入电压Vb的电压。
在权利要求中，放置在括号之间的任何参考符号都不应构成为限制权利要求。动词“包括”及其变化形式的使用并不排除存在权利要求中所述之外的其它元件或步骤。在元件前面出现的冠词“一”或“一个”并不排除出现多个这种元件。可借助包括若干个不同的元件的硬件和借助适当编程的计算机来实行本发明。在列举了若干个构件的装置权利要求中，若干个这些构件可由一个和相同项的硬件来实行。在互不相同的从属权利要求中叙述了某些措施这样的纯粹事实并不表示这些措施的结合不能有利的使用。
权利要求
1.一种电流模式受控功率变换器(1)，包括与一个电感(L1)耦接的可控开关(S3)，用于通过所述电感(L1)获得周期电流(I1)，电流反馈环路(2，3，4，5)，用于产生一个电流误差信号(CE)，其是所述功率变换器(1)中的设置电流级(SC)和检测电流(SE)的电平之间的差，驱动器(9)，用于在所述电流误差信号(CE)指示检测电流(SE)的电平已经达到设置电流级(SC)时切断可控开关(S3)，和电压反馈环路(10，3，7，8，5)用于响应功率变换器(1)的输出电压(Vout)的电平来影响设置电流级(SC)，其中所述电压反馈环路(10，3，7，8，5)包括窗口电路(10)，用于检测窗口电压(Vout)是否(i)在环绕标称值(Vr)的第一窗口(WS)内，(ii)在第一窗口(WS)外部，但在一大于所述第一窗口(WS)的第二窗口(WL)内，(iii)在第二窗口(WL)外，和与所述窗口电路(10)耦接的控制器(3)，用于确定设置电流级(SC)的一个适应值，其中当检测的输出电压(Vout)在第二窗口(WL)外而不是检测的输出电压(Vout)在第二窗口(WL)内但在第一窗口(WS)外时，所述适应值较大。
2.如权利要求1所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中所述窗口电路(10)包括一第一比较器(100)，用于将所述输出电压(Vout)与一第一参考电平(Vr1)进行比较；一第二比较器(101)，用于将所述输出电压(Vout)与一第二参考电平(Vr2)进行比较；一第三比较器(102)，用于将所述输出电压(Vout)与一第三参考电平(Vr3)进行比较；一第四比较器(103)，用于将所述输出电压(Vout)与一第四参考电平(Vr4)进行比较；所述第一参考电平(Vr1)高于在功率变换器(1)处于稳定状态时出现的输出电压(Vout)的标称电平(Vr)，在稳定的状态下会提供输出电压(Vout)的正确电平；所述第二参考电平(Vr2)低于所述标称电平(Vr)；所述第三参考电平(Vr3)具有高于第一参考电平(Vr1)的电平；所述第四参考电平具有低于第二参考电平(Vr2)的电平，所述第一参考电平(Vr1)和第二参考电平(Vr2)形成所述第一窗口(WS)，所述第三参考电平(Vr3)和第四参考电平(Vr4)形成所述第二窗口(WL)。
3.如权利要求1或2所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中控制器(10)包括一个PI调节器(30)，其比例部分(P)和积分部分(I)在第二窗口(WL)外部而不是其内部都是较大的，所述设置电流级(SC)取决于所述比例部分(P)和积分部分(I)。
4.如权利要求3所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中所述比例部分(P)和积分部分(I)在第二窗口(WL)外部比在第二窗口(WL)内部至少大两倍。
5.如权利要求3所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中当输出电压(Vout)的电平从第一窗口(WS)内部变化至其外部但仍处于第二窗口(WL)内时，控制器(10)被布置用于将比例部分(P)和积分部分(I)分别增加至一第一比例电平(Pg1)和一第一积分电平(Ig1)，并在一稍候时刻，如果输出电压(Vout)的电平仍在第一窗口(WS)外但在第二窗口(WL)内，则将积分部分(I)增加至高于第一积分电平(Ig1)的第二积分电平(Ig2)。
6.如权利要求5所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中所述第一积分电平(Ig1)是在功率变换器(1)的一个切换周期(TC)期间出现的。
7.如权利要求5所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中如果输出电压(Vout)的电平变化为在第二窗口(WL)之外，则积分部分(I)具有一高于第二积分电平(Ig2)的第三积分电平(Ig3)。
8.如权利要求3所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中所述功率变换器(1)还包括一求和电路(7)，用于将比例部分(P)和积分部分(I)进行求和以获得一和值(SV)，和一数模转换器(8)，用于将所述和值(SV)变换成一个代表设置电流级(SC)的模拟值(IS)。
9.如权利要求8所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中所述功率控制器(3)被布置用于进一步产生倾斜补偿波形(SCW)，并且其中所述功率变换器(1)还包括另一个数模转换器(4)，用于将所述倾斜补偿波形(SCW)变换成模拟倾斜补偿信号(SCA)和另一个求和电路(5)，用于将所述模拟值(IS)与模拟倾斜补偿信号(SCA)进行求和以获得所述设置电流级(SC)。
10.如权利要求9所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中所述控制器被进一步布置用于向所述求和电路(7)提供小数部分(FP)，小数部分(FP)是具有较低重复速率，即切换周期(TC)的脉冲。
11.如权利要求9所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中控制器(3)被布置用于产生包括抛物线的倾斜补偿波形(SCW)。
12.如权利要求1所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中控制器(3)被布置用于以脉冲宽度模式(PWM)来控制功率变换器(1)，并且其中功率变换器(1)还包括一个零电流检测器(12)，用于检测电感电流(I1)是否变为零，和其中控制器(3)被进一步布置用于如果检测到电感电流(I1)变为零并且输出电压(Vout)的电平降至低于第一窗口(WS)或第二窗口(WL)的较低电平，则将脉冲宽度模式变为脉冲频率模式。
13.如权利要求12所述的电流模式受控功率变换器(1)，其中控制器(3)被进一步布置用于在切换至脉冲频率模式之前检测脉冲宽度模式(PWM)期间的功率变换器(1)的切换周期的第一占空因数(d1)，和脉冲频率模式(PFM)期间的第二占空因数(d2)，所述第二占空因数(d2)高于第一占空因数(d1)。
14.一种包括如权利要求1所述的电流模式受控功率变换器(1)的便携式消费类电子装置。
15.一种包括如权利要求1所述的窗口电路(10)和控制器(3)的集成电路。
全文摘要
一种电流模式受控功率变换器(1)包括与一个电感(L1)耦接的可控开关(S3)，用于通过所述电感(L1)获得周期电流(I1)。电流反馈环路(2，3，4，5)产生一个电流误差信号(CE)，其是所述功率变换器(1)中的设置电流级(SC)和检测电流(SE)的电平之间的差。驱动器(9)，用于在所述电流误差信号(CE)指示检测电流(SE)的电平已经达到设置电流级(SC)时切断可控开关(S3)。电压反馈环路(10，3，7，8，5)响应功率变换器(1)的输出电压(Vout)的电平来影响设置电流级(SC)。所述电压反馈环路(10，3，7，8，5)包括窗口电路(10)，用于检测输出电压(Vout)是否(i)在环绕标称值(Vr)的第一窗口(WS)内，(ii)在第一窗口(WS)外部，但在一大于所述第一窗口(WS)的第二窗口(WL)内，(iii)在第二窗口(WL)外。与所述窗口电路(10)耦接的控制器(3)用于确定设置电流级(SC)的一个适应值，其中当检测的输出电压(Vout)在第二窗口(WL)外而不是检测的输出电压(Vout)在第二窗口(WL)内但在第一窗口(WS)外时，所述适应值较大。
文档编号H02M3/04GK101014919SQ200580027575
公开日2007年8月8日 申请日期2005年7月27日 优先权日2004年8月13日
发明者亨利艾特·C·J·波斯科, 兰伯特·J·H·福尔松, 利尼利厄斯·斯蒂恩斯特利 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司