专利名称：双管双正激升压式单级功率因数校正电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及电力电子领域，具体说是一种单级功率因数校正变换电路。
背景技术：
目前的功率因数校正变换器研究和应用最多的是两级电路结构的功率因数校正变换器，这种电路一般使用两个控制器，一个用来控制储能电容上的电压和输入电流使之成正弦波，另一个用来控制输出电压使之保持恒定。这种电路具有很高的功率因数和很好的输出特性，但其结构较复杂，并且功率须经过两次处理，功率密度低，成本较高。为了降低功率因数校正变换器的成本，近年来，出现了单级功率因数校正变换器，它的结构比较简单，成本低，功率密度高，可同时实现对输入电流波形的校正和对输出电压的调整，具有很大的市场前景。
发明内容
本发明的目的是提供一种结构简单、具有较高功率因数、能实现较大功率输出的双管双正激升压式单级功率因数校正电路。
本发明提供的双管双正激升压式单级功率因数校正电路，其电容器C正极、开关管S1上端、S3上端和二极管D3、D6阴极相汇接，电容器C负极、开关管S2下端、S4下端和二极管D4、D5阳极相连；开关管S1下端通过变压器T的初级绕组T1与开关管S2上端相串联，开关管S3下端通过变压器T的初级绕组T2与开关管S4上端相串联，开关管S1下端与二极管D4阴极相接，开关管S3下端与二极管D5阴极相接；变压器T次级绕组接整流桥Q2，整流桥Q2的阴极接电感Lo，电感Lo接输出滤波电容Co的阳极和负载R的一端，整流桥Q2的阳极接输出滤波电容Co的阴极和负载R的另一端；所述变压器T采用双正激变压器，即两个对称初级绕组和一个次级绕组。本发明是通过将BOOST单开关功率因数校正电路和双管双正激电路变换组合得到的。该电路通过控制输入电感工作于电流断续模式，使得输入电流自动跟踪输入电压，实现功率因数校正的功能。前级的BOOST功率因数校正电路由于单相与三相的可选择性组成了单相双管双正激升压式单级功率因数校正电路和三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路。
本发明提供的单相双管双正激升压式单级功率因数校正电路，其输入电感La、Lb，二极管D1、D2和开关管S2、S4组成双管交错并联升压型功率因数校正电路；输入整流桥Q1阴极端与电感La、Lb汇接，电感La另一端与二极管D1阳极相接，D1阴极、开关管S2上端相汇接，电感Lb另一端与二极管D2阳极相接，D2阴极、开关管S4上端相汇接，开关管S2、S4下端与整流桥Q1阳极端连接。其特征是还包括电容器C，开关管S1、S2、S3、S4，二极管D3、D4、D5、D6，变压器T和输出整流滤波电路组成的双管正激交错并联型功率变换电路。开关管S1下端通过变压器T的初级绕组T1与开关管S2上端相串联，开关管S3下端通过变压器T的初级绕组T2与开关管S4上端相串联，电容器C正极、开关管S1、S3上端和二极管D3、D6阴极相汇接，电容器C负极、开关管S2、S4下端和二极管D4、D5阳极相连，接于整流桥Q1阳极端。变压器T的次级绕组接整流桥Q2；整流桥Q2的阴极接电感Lo；电感Lo接输出滤波电容Co的阳极和负载R的一端；整流桥Q2的阳极接输出滤波电容Co的阴极和负载R的另一端。
本发明提供的三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路，其输入升压电感La、Lb、Lc分别串在输入整流桥Q1的三相进线中；整流桥Q1的阴极分别与电容C1的阳极、开关管S1的上端、二极管D3的阴极、二极管D6的阴极、开关管S3的上端、电解电容C2的阳极汇接；整流桥Q1的阳极分别与二极管D1的阴极、D2的阴极、D7的阴极、D8的阴极连接；变压器T的初级绕组T1的同名端与开关管S1的下端、二极管D4的阴极、二极管D2的阳极相连；初级绕组T1的异名端与开关管S2的上端、二极管D3的阳极连接；电容C1的阴极与二极管D7的阳极、开关管S2的下端、二极管D4的阳极连接；初级绕组T2的异名端与二极管D1的阳极、二极管D5的阴极、开关管S3的下端相接；初级绕组T2的同名端与二极管D6的阳极、开关管S4的上端相接；电容C2的阴极与开关管S4的下端、二极管D8的阳极、二极管D5的阳极相接；变压器T次级绕组接整流桥Q2；整流桥Q2的阴极接电感Lo；电感Lo接输出滤波电容Co的阳极和负载R的一端；整流桥Q2的阳极接输出滤波电容Co的阴极和负载R的另一端。
变压器二次侧的整流滤波电路根据输出电压的高低、电流的大小可进行选择。本例为桥式整流，适用于较高电压，低压可为全波整流，更低电压用倍流整流，高压可用倍压电路，可用C滤波或LC滤波。
开关管S1和S2同时导通，S3和S4同时导通，S1和S3交替导通。开关管S2(S4)导通时，输入电感通过S2(S4)储能，同时储能电容经过S1(S3)和S2(S4)放电，将能量传送到变压器的次级绕组。
本发明的有益效果是使用单级电路实现了功率因数校正和功率的变换，在同样开关频率下，由于开关管交替工作，输入电流纹波减小一半，输出滤波电感上电压的频率提高了一倍，减小了输出滤波电感和输入滤波器的体积，从而进一步减小整机的体积。使输入输出实现电气隔离，无桥臂直通的危险，无需正激电路的复位绕组，而且变压器工作于双向磁化的状态，提高了电路的效率和可靠性，还可以做到中大功率的输出。
图1是双管双正激升压式单级功率因数校正电路原理图；图2是单相双管双正激升压式单级功率因数校正电路原理图；图3是三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路原理图；图4是三相电路一个开关周期内升压电感La、Lb、Lc的电流波形图；图5(a)是三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路在[t0，t1]时间段电路的工作过程；图5(b)是三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路在[t1，t2]时间段电路的工作过程；图5(c)是三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路在[t2，t3]时间段电路的工作过程；图5(d)是三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路在[t3，t4]时间段电路的工作过程；图5(e)是三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路在[t4，t5]时间段电路的工作过程；
图5(f)是三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路在[t5，t6]时间段电路的工作过程；图5(g)是三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路在[t6，t7]时间段电路的工作过程；图5(h)是三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路在[t7，t8]时间段电路的工作过程。
在上述附图中，Q1为输入整流桥，Q2为输出整流桥，T为双正激变压器，S1、S2、S3、S4为开关管，La、Lb、Lc为输入电感，C、Co、C1、C2为电解电容，Lo为输出滤波电感，R为负载，Co为输出滤波电容，D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8为二极管。
具体实施例方式
实施例1双管双正激升压式单级功率因数校正电路(见图1)，主要包括双正激变压器T，输出整流桥Q2，开关管S1、S2、S3、S4，电解电容C，输出滤波电感Lo，输出滤波电容Co和多个续流二极管，其特征是电容器C正极、开关管S1上端、S3上端和二极管D3、D6阴极相汇接，电容器C负极、开关管S2下端、S4下端和二极管D4、D5阳极相连；开关管S1下端通过变压器T的初级绕组T1与开关管S2上端相串联，开关管S3下端通过变压器T的初级绕组T2与开关管S4上端相串联，开关管S1下端与二极管D4阴极相接，开关管S3下端与二极管D5阴极相接；变压器T次级绕组接整流桥Q2，整流桥Q2的阴极接电感Lo，电感Lo接输出滤波电容Co的阳极和负载R的一端，整流桥Q2的阳极接输出滤波电容Co的阴极和负载R的另一端；所述变压器T采用双正激变压器，即两个对称初级绕组和一个次级绕组。本发明是通过将BOOST单开关功率因数校正电路和双管双正激电路变换组合得到的。该电路通过控制输入电感工作于电流断续模式，使得输入电流自动跟踪输入电压，实现功率因数校正的功能。前级的BOOST功率因数校正电路由于单相与三相的可选择性组成了单相双管双正激升压式单级功率因数校正电路和三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路。
实施例2单相双管双正激升压式单级功率因数校正电路拓扑(见图2)，主要包括输入整流桥Q1，输出整流桥Q2，双正激变压器T，开关管S1、S2、S3、S4，输入电感La、Lb，电解电容C，输出滤波电感Lo，输出滤波电容Co和二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6。输入整流桥Q1的阴极与电感La、Lb汇接，电感La另一端与二极管D1阳极相接，D1阴极、D3阳极、开关管S2上端相汇接，电感Lb另一端与二极管D2阳极相接，D2阴极、D6阳极、开关管S4上端相汇接，开关管S1下端通过变压器T的初级绕组T1与开关管S2上端相串联，开关管S3下端通过变压器T的初级绕组T2与开关管S4上端相串联，电容器C正极、开关管S1上端、S3上端和二极管D3、D6阴极相汇接，电容器C负极、开关管S2下端、S4下端和二极管D4、D5阳极相连，接于整流桥Q1阳极端，开关管S1下端与二极管D4阴极相接，开关管S3下端与二极管D5阴极相接，变压器T的次级绕组接有整流滤波输出电路。
在本实施例中，输入整流桥可选用模块，续流二极管选用快速二极管，开关管也选用1200V耐压的全控型器件IGBT，高频变压器T铁芯选用铁氧体磁芯，其有效面积根据容量选定。
实施例3三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路拓扑(见图3)，主要包括输入整流桥Q1，输出整流桥Q2，双正激变压器T，开关管S1、S2、S3、S4，输入电感La、Lb、Lc，电解电容C1、C2，输出滤波电感Lo，输出滤波电容Co和二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8。输入升压电感La、Lb、Lc分别串在输入整流桥Q1的三相进线中。输入整流桥Q1的阴极分别与电容C1的阳极、开关管S1的上端、二极管D3的阴极、二极管D6的阴极、开关管S3的上端、电解电容C2的阳极汇接；整流桥Q1的阳极分别与二极管D1的阴极、D2的阴极、D7的阴极、D8的阴极连接；变压器T的初级绕组T1的同名端与开关管S1的下端、二极管D4的阴极、二极管D2的阳极相连；初级绕组T1的异名端与开关管S2的上端、二极管D3的阳极连接；电容C1的阴极与二极管D7的阳极、开关管S2的下端、二极管D4的阳极连接；初级绕组T2的异名端与二极管D1的阳极、二极管D5的阴极、开关管S3的下端相接；初级绕组T2的同名端与二极管D6的阳极、开关管S4的上端相接；电容C2的阴极与开关管S4的下端、二极管D8的阳极、二极管D5的阳极相接；变压器T的次级绕组接整流桥Q2；整流桥Q2的阴极接电感Lo；电感Lo接输出滤波电容Co的阳极和负载R的一端；整流桥Q2的阳极接输出滤波电容Co的阴极和负载R的另一端。
本实施例中，输入整流桥的二极管均选用快速二极管，开关管选用1200V耐压的的IGBT，续流二极管也选用快速二极管，高频变压器T铁芯选用铁氧体磁芯，其有效面积根据容量选定。
在上述实施例中，功率因数控制采用相应的功率因数校正(PFC)芯片，如TI公司的UC3854A/B，UCC3818等，也可采用IR公司的IR1150，它是属单周期控制。不过这些PFC芯片都是单端输出，对于双正激的驱动控制，须另外两分频控制及相应的驱动电路。在自动控制上可用芯片内的乘法器PFC控制，单周期PFC控制也可以外加双闭环控制以及各种现有的通用的控制系统及PFC芯片。
单相双管双正激升压式单级功率因数校正电路(见图2)与三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路(见图3)的工作原理基本相同，因此下面以三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路为例说明电路的工作过程。
图5(a-h)给出了三相双管双正激升压式单级功率因数校正电路的工作过程电路图，在一个开关周期内，其工作过程如下在一个工频周期内，可以分成12个区间进行分析，在此以Ua＞0＞Ub＞Uc的区间为例进行分析；并假设在一个开关周期内输入电压恒定。在一个开关周期内电路有以下八种工作模式，前四种工作模式与后四种工作原理基本相同。
(1)[t0，t1]时间段电路的工作过程如图5(a)所示，开关管S1和S2同时导通，S3和S4关断；输入升压电感La、Lb、Lc通过开关S1进行充电储能，同时电容C1通过开关S1和S2加在变压器初级绕组T1上，给变压器次级绕组传递能量；
(2)[t1，t2]时间段电路的工作过程如图5(b)所示，开关管S1、S2、S3、S4全部关断，电感La、Lb、Lc开始同时放电；(3)[t2，t3]时间段电路的工作过程如图5(c)所示，开关管S1、S2、S3、S4全部关断，电感Lb放电完毕，而电感La、Lc继续放电。到t3时刻电感La、Lb、Lc全部放电完毕；(4)[t3，t4]时间段电路的工作过程如图5(d)所示，电感La、Lb、Lc全部放电完毕，负载由输出滤波电感和电容提供能量。
(5)[t4，t5]时间段，电路的工作过程如图5(e)所示，开关管S3和S4同时导通时，S1和S2关断；输入升压电感La、Lb、Lc通过开关S3进行充电储能，同时电容C2通过开关S3和S4加在变压器初级绕组T2上，给次级绕组传递能量；(6)[t5，t6]时间段，电路的工作过程如图5(f)所示，开关管S1、S2、S3、S4全部关断，电感La、Lb、Lc开始同时放电；(7)[t6，t7]时间段，电路的工作过程如图5(g)所示，开关管S1、S2、S3、S4全部关断，电感Lb放电完毕，而电感La、Lc继续放电；(8)[t7，t8]时间段，电路的工作过程如图5(h)所示，电感La、Lb、Lc全部放电完毕，负载由输出滤波电感和电容提供能量。
权利要求
1.一种双管双正激升压式单级功率因数校正电路，其特征是电容器C正极、开关管S1上端、S3上端和二极管D3、D6阴极相汇接，电容器C负极、开关管S2下端、S4下端和二极管D4、D5阳极相连；开关管S1下端通过变压器T的初级绕组T1与开关管S2上端相串联，开关管S3下端通过变压器T的初级绕组T2与开关管S4上端相串联，开关管S1下端与二极管D4阴极相接，开关管S3下端与二极管D5阴极相接；变压器T的次级绕组接整流桥Q2，整流桥Q2的阴极接电感Lo，电感Lo接输出滤波电容Co的阳极和负载R的一端，整流桥Q2的阳极接输出滤波电容Co的阴极和负载R的另一端；所述变压器T采用双正激变压器，即两个对称初级绕组T1、T2和一个次级绕组。
2.根据权利要求1所述的双管双正激升压式单级功率因数校正电路，其特征是该电路单相拓扑的输入整流桥Q1的阴极与电感La、Lb汇接，电感La另一端与二极管D1阳极相接，D1阴极、D3阳极、开关管S2上端相汇接，电感Lb另一端与二极管D2阳极相接，D2阴极、D6阳极、开关管S4上端相汇接，开关管S1下端通过变压器T的初级绕组T1与开关管S2上端相串联，开关管S3下端通过变压器T的初级绕组T2与开关管S4上端相串联，电容器C正极、开关管S1上端、S3上端和二极管D3、D6阴极相汇接，电容器C负极、开关管S2下端、S4下端和二极管D4、D5阳极相连，接于整流桥Q1阳极端，开关管S1下端与二极管D4阴极相接，开关管S3下端与二极管D5阴极相接，变压器T的次级绕组接有整流滤波输出电路。
3.根据权利要求1所述的双管双正激升压式单级功率因数校正电路，其特征是该电路三相拓扑的输入升压电感La、Lb、Lc分别串在输入整流桥Q1的三相进线中。输入整流桥Q1的阴极分别与电容C1的阳极、开关管S1的上端、二极管D3的阴极、二极管D6的阴极、开关管S3的上端、电解电容C2的阳极汇接；整流桥Q1的阳极分别与二极管D1的阴极、D2的阴极、D7的阴极、D8的阴极连接；变压器T的初级绕组T1的同名端与开关管S1的下端、二极管D4的阴极、二极管D2的阳极相连；初级绕组T1的异名端与开关管S2的上端、二极管D3的阳极连接；电容C1的阴极与二极管D7的阳极、开关管S2的下端、二极管D4的阳极连接；初级绕组T2的异名端与二极管D1的阳极、二极管D5的阴极、开关管S3的下端相接；初级绕组T2的同名端与二极管D6的阳极、开关管S4的上端相接；电容C2的阴极与开关管S4的下端、二极管D8的阳极、二极管D5的阳极相接；变压器T的次级绕组接整流桥Q2；整流桥Q2的阴极接电感Lo；电感Lo接输出滤波电容Co的阳极和负载R的一端；整流桥Q2的阳极接输出滤波电容Co的阴极和负载R的另一端。
4.根据权利要求1或2所述的双管双正激升压式单级功率因数校正电路，其特征是功率因数校正级和DC/DC变换级是通过共用变压器T的两个初级绕组上各一个开关管来实现单级的，T1和T2为高频变压器T匝数相同极性相反的初级绕组。
5.根据权利要求1或3所述的双管双正激升压式单级功率因数校正电路，其特征是功率因数校正级和DC/DC变换级是通过共用变压器T的两个初级绕组上各一个开关管来实现单级的，T1和T2为高频变压器T匝数相同极性相反的初级绕组。
全文摘要
本发明公开了一种双管双正激升压式单级功率因数校正电路，主要包括双正激变压器T，输出整流桥Q2，双正激变压器T，开关管S1、S2、S3、S4，电解电容C，输出滤波电感Lo，输出滤波电容Co和多个续流二极管。电路中变压器T的两个初级绕组上各有一个开关管作为功率因数校正和DC－DC变换的公用管，以此实现单级。该电路以输入电感电流的不连续工作模式实现自动功率因数校正的功能；本发明电路结构简单、易于实现，具有无桥臂直通危险、无需正激电路的复位绕组和变压器工作于双向磁化的优点，提高了电路的效率和可靠性，由于开关S1和S3交替工作，在相同开关频率下输入电流纹波可减小一半。
文档编号H02M3/24GK1866704SQ20061001282
公开日2006年11月22日 申请日期2006年6月9日 优先权日2006年6月9日
发明者邬伟扬, 李彦, 翁征明, 耿叶 申请人:燕山大学