专利名称：可转换的电压变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种能够用于脉冲电源的可转换电压变换器。本发明也涉及一种使用根据本发明的电压变换器来操作电灯的操作装置。
背景技术：
升压变换器和SEPIC(单端初级电感变换器)的布局通常在脉冲电源中是已知的。特别在用于放电灯的两级操作装置的情况下，这些类型的变换器普遍用于第一级。第一级提供功率因数补偿并且使得中间电路电压是可利用的，而第二级通常产生高频AC电压以提供给放电灯。在与系统频率相比较的高频上转换的电子开关提供两个脉冲电源中的时钟脉冲。
文献WO 02/41480(Chang)讨论了两种类型变换器各自的优点和缺点。升压变换器的主要优点是高效率，而缺点是输出电压的下限为输入电压峰值的事实。SEPIC的特性是相反的有利的特征是能够不依赖于输入电压来选择其输出电压的事实，而其效率显著地低于升压变换器的情况。
然后，文献WO 02/41480(Chang)描述了具有可转换布局的电压变换器。依靠转换开关的位置，所公开的电压变换器不是起升压模式中升压变换器的作用，就是起SEPIC模式中SEPIC的作用。
文献WO 02/41480(Chang)中所公开的电压变换器具有如下缺点布局之间的切换需要具有三个电极的转换开关。尽管这能够通过使用机械开关来实现，但是由于需要两个开关，因此具有半导体开关的实现是复杂的。另外，这两个开关需要被同步。
已知的SEPIC布局需要两个电感器，而升压变换器的常规布局仅需要一个电感器。在WO 02/41480(Chang)中描述的电压变换器的另一个缺点所包括的事实是，在升压模式中，断开SEPIC所需的电感器。在升压模式中冗余的SEPIC电感器不起作用。这产生的结果是，在SEPIC模式和升压模式中都激活的电感器在电压变换器的输出端具有相同功率输出的两个模式中承受不同的负载。该电感器需要被定大小，使得不超过在升压模式中该电感器所能存储的最大能量。对于SEPIC模式，该电感器是超大小的。这导致在当前运行的模式中可转换的电压变换器比不可转换的变换器更昂贵。这不仅是由于用于模式之间切换的开关，而且也由于在升压模式中，SEPIC电感器被切断并且不使用，且在SEPIC模式中，面向输入端的电感器是超大小的。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种与先有技术相比具有减小成本的可转换电压变换器。根据本发明，这通过仅需要一个用于在模式之间切换的开关的可转换电压变换器得到。此外，本发明的目的通过在升压模式中升压变换器具有对应于具有纹波电流补偿的所谓的升压变换器布局的布局的事实得到。例如在下面文献中描述了1997年7月IEEE Transactions on PowerElectronics，Vol.12，Iss.4，pp 684-694中Jing Wang；Dunford W.G；Mauch K.的“Analysis of ripple-free input-current boost converterwith discontinuous conduction characteristics”。该参考文献中的图2示出了具有纹波电流补偿的升压变换器的布局。
在纹波电流补偿的情况下，包括第二电感器和电容器的串联电路与升压变换器的电子开关并联连接。高频电流(纹波电流)主要在第二电感器中流过，而与第二电感器相比较，仅有很少的高频电流在第一电感器中流过，该第一电感器耦合到电压变换器的输入，结果减少了无线电干扰。由于第一电感器和第二电感器之间的磁耦合，完成第一电感器中高频电流的补偿是可能的。这两个电感器可被定大小，以使每个电感器仅需具有在没有纹波电流补偿的升压变换器中一个电感器的最大能量存储容量的一半。从而，与没有纹波电流补偿的升压变换器相比，在具有纹波电流补偿的升压变换器的情况下，电感器的附加复杂性是低的。
根据本发明，第二二极管从包括第二电感器和电容器的上述串联电路的连接点连接到电压变换器的输出端。在升压模式中总是以反向极化该二极管，并且从而使该二极管不工作。方式开关与第一二极管串联连接，第一二极管表示已知的升压二极管。如果方式开关闭合，则电压变换器运行在升压模式。如果方式开关断开，则第一二极管不工作，并且电压变换器借助于第二二极管工作在SEPIC模式。在这种情况下，以正好与升压模式中相同的方式，从视图的磁力点使用第一电感器和第二电感器。从而电感器对于一个模式可为最优化，并且对于其他模式也同样为最优化。
只需要一个开关来断开升压二极管。在两个模式中，在所有情况下仅有一个晶体管为不工作的，并且两个电感器以最佳方式用在两种模式中。因此，与先有技术相比，该可转换电压变换器的复杂性大大降低了，且仅比不可转换的单独变换器的复杂性稍微大些。
本发明的另一方面涉及方式开关的实现。其有利地提供有由驱动电路触发的可控硅整流器，该驱动电路抑制可控硅整流器的击穿触发。这通过负电压施加到可控硅整流器的栅极来发生，只要其不应该被触发就行，负电压是从磁耦合到第一电感器的辅助电感器获得的。
利用参考附图的典型实施例，下面将更详细地解释本发明，其中图1示出根据本发明的可转换电压变换器的典型实施例，及图2示出根据本发明可转换电压变换器的方式开关的典型实施例。
在下文中，由字母R表示电阻器，由字母S表示开关，由字母D表示二极管，由字母C表示电容器，由字母N表示节点，由字母J表示连接以及由字母L表示电感器，在所有情况后面都跟有数字。在下文相同的参考标记也用于各种典型实施例的相同和功能上相同的元件。
具体实施例方式
图1示出根据本发明的可转换电压变换器的一个典型实施例。包括第一电感器L1和电子开关S1的串联电路连接在输入端J1和参考电位M之间，在接点上形成第一节点N1。在输入端J1和参考电位M之间由能源给电压变换器馈电，该能源在J1上产生输入电压Ue。该能源通常为已整流系统电压。适当时，为了减小无线电干扰或抵消过电压的目的，还插入滤波器。
包括第一电容器C1和第二电感器L2的串联电路与电子开关S1并联连接，在第一电容器C1和第二电感器L2之间的接点上形成第二节点N2。这个串联电路实现上述提及的纹波电流补偿。为了改进补偿，L1和L2可被磁耦合。值最好选为L1和L2的电感，其取决于根据下面等式的磁耦合kk=L2L1,]]>其中L1应大于或等于L2。
包括第一二极管D1和方式开关S2的串联电路连接在第一节点N1和输出端J2之间，使第一二极管D1极化，使得其允许电流从第一节点N1流到输出端J2。在J2和参考电位之间存在输出电压Ua。这个输出电压Ua通常由存储电容器缓冲存储，负载从该存储电容器得到能量。在存储电容器上存在中间电路电压。连接电压变换器下游的倒相器能够从中间电路电压中产生高频AC电压，并且该高频AC电压被用来操作放电灯。
当方式开关为闭合时，电压变换器起升压变换器的作用。当在J2所需要的电压比在J1存在的电压高时，这是有利的。
第二二极管D2连接其阳极到第二节点N2，以及连接其阴极到输出端J2。从而如果S2断开，则电压变换器可起SEPIC的作用。当在J2所需要的电压比在J1存在的电压低时，这是有利的。
可由控制装置控制方式开关S2。如果在输入端J1上的电压超出给定的极限电压值，则控制装置使方式开关S2断开。
在放电灯操作期间，方式开关也能够作为由要被操作的灯在输出J2上所需的电压的函数被控制。如果灯所需的电压与输入端J1上的电压相比较高，则方式开关闭合，并且电压变换器工作在升压模式。在比较低电压上，方式开关断开，并且电压变换器工作在SEPIC模式。
图2说明用于根据本发明可转换电压变换器的方式开关S2的典型实施例。方式开关S2的开关元件为可控硅整流器Th，依靠控制开关S22通过驱动电路触发该可控硅整流器Th。当使用可控硅整流器时，需要注意，不通过已知的、所不希望的击穿触发来触发。无论何时电子开关S1断开时，可控硅整流器的阳极上电压快速地增大，并且具有击穿触发的危险。当首先使用根据本发明的电压变换器时，这种危险尤其高。当首先操作电压变换器时，在电压变换器输出端的存储电容器仍然被放电，结果是输出电压Ua为零。其导致可控硅整流器的阳极和阴极之间的高瞬时电压以及击穿触发的危险。
为了防止这种情况，如果控制开关S22断开，也就是，希望没有触发，则驱动电路总是施加相对于可控硅整流器Th阴极的负电压到可控硅整流器Th的栅极。
从图2中可知，这通过辅助电感器L21获得，该辅助电感器L21通过其第一连接直流耦合到可控硅整流器Th的阴极，辅助电感器L21磁耦合到第一电感器L1，以使如果相对于输入端J1的负电压存在于第一电感器L1上，则相对于其第一连接的负保护电压存在于其第二连接上。
负保护电压通过二极管D22给电容器C22充电。在C22的电压通过包括电阻器R23和R24的串联电路连接在可控硅整流器的栅极和阴极之间。在R23和R24之间形成节点N3。
在辅助电感器上的正电压通过二极管D21给电容器C21充电。在C21上的电压通过辅助开关S21、节点N3和R24连接在可控硅整流器的栅极和阴极之间。只要S21断开，就在栅极上存在负电压，结果避免了击穿触发。S21一闭合，就通过C21上的正电压触发可控硅整流器Th。
图2所示的典型实施例中，由PNP双极型晶体管构成辅助开关S21，该PNP双极型晶体管的发射极耦合到C21并且集电极耦合到节点N3。电阻器R21连接在基极和发射极之间。控制开关S22为NPN双极型晶体管，该NPN双极型晶体管的发射极连接到参考电位M。S22的集电极通过电阻器R22连接到S21的基极。S22的基极连接到控制装置CON，该控制装置CON控制方式开关S2。
只要控制装置CON不输出信号，S22就断开，其结果是S21也断开，并且在可控硅整流器的栅极上存在负电压。电压变换器工作在SEPIC模式。
如果控制装置CON接通控制开关S22，则S21也接通，并且触发可控硅整流器。于是电压变换器工作在升压模式。
包括R21、R22、R23、R24、S22和S21的电路布置从文献中通称为自举电路。如果其驱动信号与地(如在当前情况中可控硅整流器的栅极)无关的开关打算由来自控制装置的与地有关的信号转换，则使用该电路。与地有关的该信号在当前情况中来自控制装置CON。图2中的自举电路可理解为仅仅作为举例。以相同的方法，本领域的技术人员也可使用其他常规自举电路。例如，自举电路可以包括场效应晶体管，或者在该例中通过S22跨接的电位差可通过变压器跨接。
在C21和C22上提供的正电压和负电压是临界的。取决于控制装置CON连接正电压或负电压到可控硅整流器栅极的自举电路是所希望的。
权利要求
1.一种具有如下特征的电压变换器·输入端(J1)和输出端(J2)，·参考电位(M)，·包括所述输入端(J1)和所述参考电位(M)之间的第一电感器(L1)和电子开关(S1)的串联电路，第一节点(N1)在接点上形成，·包括第一电容器(C1)和第二电感器(L2)的串联电路，其与所述电子开关(S1)并联连接，第二节点(N2)在第一电容器(C1)和第二电感器(L2)之间的接点上形成，·包括第一二极管(D1)和方式开关(S2)的串联电路，其连接在第一节点(N1)和所述输出端(J2)之间，第一二极管(D1)具有这样的极性其允许电流从第一节点(N1)流到所述输出端(J2)；·第二二极管(D2)，其阳极连接到第二节点(N2)，并且其阴极连接到所述输出端(J2)。
2.如权利要求1所要求的电压变换器，其特征在于用于控制所述方式开关(S2)目的的控制装置(CON)，如果所述输入端(J1)的电压超出给定的极限电压值，则所述控制装置使所述方式开关(S2)断开。
3.一种用于操作具有如权利要求1或2所要求的电压变换器的放电灯的操作装置，其特征在于控制装置(CON)，如果要操作的放电灯要求在所述输出端(J2)上的中间电路电压低于预定值，则所述控制装置(CON)使所述方式开关(S2)断开。
4.如上述任一权利要求所要求的电压变换器，其特征在于定第一电感器和第二电感器的大小，使得两个电感器中在所述电压变换器操作期间存储的能量的最大值近似相同，这与所述方式开关的位置无关。
5.如权利要求4所要求的电压变换器，其特征在于第一电感器和第二电感器具有相同的电感。
6.如权利要求4或5所要求的电压变换器，其特征在于第一电感器和第二电感器被磁耦合。
7.如上述任一权利要求所要求的电压变换器，其特征在于所述方式开关(S2)包括可控硅整流器(Th)和具有控制开关(S22)的驱动电路，如果所述控制开关(S22)断开，则所述驱动电路在所述可控硅整流器(Th)的栅极上产生相对于所述可控硅整流器(Th)阴极的负电压。
8.如权利要求7所要求的电压变换器，其特征在于所述驱动电路包括辅助电感器(L21)，所述辅助电感器(L21)其第一连接直流耦合到所述可控硅整流器(Th)的阴极，所述辅助电感器(L21)磁耦合到第一电感器(L1)，使得如果在第一电感器(L1)上存在相对于所述输入端(J1)的负电压，则在其第二连接上存在相对于其第一连接的负保护电压。
9.如权利要求8所要求的电压变换器，其特征在于所述控制开关具有控制输入，所述控制输入估算相对于所述参考电位(M)的电压，在闭合所述控制开关的情况下使辅助开关(S21)闭合，其结果是，在所述可控硅整流器(Th)的栅极和阴极之间施加触发电压。
10.如权利要求9所要求的电压变换器，其特征在于，在所有情况下所述辅助电感器(L21)给一个辅助电容器(C21，C22)充电到所述触发电压，或者在所有情况下通过一个二极管(D21，D22)充电到所述保护电压。
全文摘要
本发明涉及一种电压变换器，其布局能够在升压变换器和SEPIC之间切换。根据本发明，升压变换器具有纹波电流补偿。结果，使用的电感器能够以最适宜的方式被利用。依靠负栅极电压使其不受到击穿触发的可控硅整流器被用作转换开关。
文档编号H02M3/04GK1866708SQ20061007944
公开日2006年11月22日 申请日期2006年4月7日 优先权日2005年4月7日
发明者A·施托尔姆 申请人:电灯专利信托有限公司