电功率转换器的制作方法

专利名称：电功率转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于高功率应用的交流到直流或者相反的转换。本发明尤其涉及用于高压直流传输以及用于静止无功补偿的电压源转换器。该电压源转换器包括多个阀，每个阀包含多个半导体元件。本发明也涉及用于控制高功率电压源转换器的方法。
通过所述表达，半导体元件或半导体应理解为用于高功率和高电压应用的任意种类的半导体元件。尤其这样的半导体包括可熄灭(extinguishable)或关断种类的半导体。关断种类的功率半导体的实例是栅关断(GTO)晶闸管，以及绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
背景技术：
一种包括具有半导体元件的多个单元的电路构成电功率转换器的整体部分，所述半导体元件被用作电功率开关。这些开关设置为串联连接，其中每个开关能够维持施加在该转换器上的部分电压。已知的功率半导体能够保持1到6kV的电压。通过多个这种开关的串联连接，转换器能够维持10到500kV范围内的电压。每个开关包括多个半导体元件，所述半导体元件可以串联和/或并联连接以获得所需的性能。串联连接将增加电压能力而并联连接将增加电流能力。
在电压源转换器(VSC)中，电功率开关包括关断型半导体。这种转换器使用在高电压直流(HVDC)应用中，用于将直流转换到交流或相反。这种转换器也被使用在静止无功补偿器(SVC)以及无功功率补偿(RPC)装置中用于平衡电力网内的功率传输。
类似GTO晶闸管以及IGBT的半导体适合于高功率应用。后一种类的半导体通常是优选的，因为它们将良好的功率处理能力与使它们很好地适合于串联连接的特性组合起来。它们可以以高精度被关断。在这种格局(constellation)中多个IGBT形成电压源转换器中的阀，用于处理达500kV的电压。
在现有的包含电压源转换器的HVDC传输系统中已知至少有两种配置。一种这样的配置包括两个电平转换器桥，用于优选地使用达65MW。所述两个电平桥是用于建立三相强制整流VSC桥的最简单的电路配置。该桥由六个阀构成，每个阀包含包括开关装置的阀单元。每个阀单元由多个串联连接的关断装置以及反并联二极管构成。
第二配置包括三电平转换器桥，用于优选地使用达330MW。该三电平转换器桥包括全部18阀功能。三电平桥与两电平桥相比还包括额外的阀单元。
尽管两电平桥具有简单的结构，其也具有高工作损耗的缺点。三电平桥提供了较好的控制方式，但是具有较高的半导体成本、庞大的AC和DC滤波器以及可能发生DC不平衡的缺点。对于与两电平转换器相比的三电平转换器，存在从工作(高开关损耗)到投资(增加的阀数量)的成本转移。
脉宽调制(PWM)信号用于控制电压源转换器。当HVDC系统发送有效作用时电压和电流几乎是同相的。在这种条件下最佳化的脉宽调制(OPWM)方法是有利的。OPWM的脉冲列被设计成控制基础桥电压以及同时最佳化控制谐波的准则。OPWM信号被预先计算并提供到阀(valve)控制器。OPWM信号被构造成使得当电流高时发生较少的开关工作。因为半导体的热产生取决于开关时的电压水平和电流水平两者，当使用OPWM方法时在半导体中有较少的热产生。
半导体对热是敏感的。阀在最大允许的结温度之下工作良好。但是当超过此温度时半导体将发生故障。因此，大多数电压源转换器包括用于传走热的冷却系统。因此，通过冷却系统可以提高半导体的性能。另一提高半导体的性能的方法是减少由开关损耗所产生的热。如上面讨论的，一种达此目的的方法是减少开关事件的数量以及另一方法是将开关事件设置在电流低时。这是由OPWM通过较少的开关即较低的开关频率以及避免在高电流时开关而得到的。
OPWM的缺点是其不良的瞬变控制能力。由于该调制方法，其不是在线调制且可能不连续和不规则地发生一些开关瞬间。不良的瞬变控制能力，其导致瞬时过DC电压以及过AC电流，不仅由于过大尺度设备(over-dimension the apparatus)而增加了成本，而且使传输系统的性能恶化。
为了能够处理由AC故障或其他扰动所导致的瞬变，使用了一种在线调制方法，即基于载波的PWM方法。基于载波的PWM的缺点在于要求较高的开关频率。其不依赖于低或高电流而连续开关。结果是其产生高损耗。因此基于载波的PWM方法在瞬变行为期间提供较快的动态控制。但是，由于在电流为高时也发生半导体的开关，所以基于载波的PWM方法比OPWM方法产生更多的热。
如图1中的示意单线和块图所示的高电压直流传输系统是先前已知的。第一和第二转换器站STN1和STN2分别通过分别具有两个极导体W1和W2的直流电流链路彼此连接。典型地，极导体包括线缆但是也可以至少部分地包括架空线(overhead line)。每个转换器站分别包含电容器装置C1和C2，连接在极导体之间，以及分别包含电压源转换器CON1和CON2。每个转换器包括桥连接的半导体阀，所述桥连接是本身已知的，如例如2-级或3-级转换器桥。半导体阀包括栅接通/关断半导体元件例如所谓的IGBT型功率晶体管以及与这些元件反并联连接的二极管的支路。
每个转换器分别通过相位电抗器2和变压器1连接到三相交流电力网络N1和N2。尽管图中没有示出，转换器可以直接连接到三相网络而无需变压器。在某些情况下相位电抗器由变压器代替。滤波器装置3以分路连接而连接在相位感应器和三相网络之间的连接点处。
第一转换器站STN1包括用于产生开关控制脉冲FP1的控制装置CTRL1，所述控制装置CTRL1根据预定的脉宽调制方案而包括到半导体阀的接通/关断命令。除参考命令如DC电压或有功功率以及AC电压或无功功率之外，到转换器控制的输入包括测量的DC电压Ud1、3-相AC电流I1以及3-相AC电压UL1。到转换器的输入也可以包括变压器It1中的测量的3-相电流以及在变压器UN1的初级侧的三-相电压。电容器装置C1上的DC电压被指示为Ud1且以仅符号表示出的传感装置M11来感测。类似地，信号I1、UL1、It1以及UN1分别以传感装置M12、M13、M14以及M15来感测。第二转换器站STN2包括控制装置CTRL2，其类似于控制装置CTRL1，用于产生开关控制脉冲FP2。到STN2的转换器控制的输入类似于到STN1的转换器控制的输入。
转换器站可以以四个不同模式工作，即dc电压控制和有功功率控制之一以及ac电压控制和无功功率控制之一。通常，转换器站之一，例如第一个，在用于直流链路的电压控制的DC电压控制下工作，而第二转换器站在有功功率控制下以及在AC电压或无功功率控制下工作。工作模式或者由操作者手动设置，或者在某些条件下由未示出的顺序控制系统自动地设置。
从US 6 400 585先前已知了一种用于HVDC中的电压源转换器的控制系统。
先前已知的控制装置在图2中示出。通常存在于HVDC传输系统中的两个控制装置CTRL1和CTRL2在图2A中由公共控制装置CTRL所表示。因此，索引1和2为了简化的原因被省略。
外部有功/无功功率控制回路4以dq分量产生转换器电流的参考值，所述参考值是到内部电流控制回路5的输入。尽管图中没有示出，有四个子控制回路。作为一个例子，图2B示出了有功功率控制回路ACPL的结构。DC电压、无功功率以及AC电压控制回路可以以类似的方法建立。有功功率控制回路用于控制到/来自转换器的有功功率或DC电压。在所示的实施例中，有功功率控制回路包括有功功率计算单元8、信号处理或滤波单元9、比较器以及调节器10。例如，如果有功功率应被控制，则控制回路具有参考Pref以及测量的有功功率P作为输入，并导致通过具有例如比例/积分特性的调节器10输出d分量电流参考(iv-refd)。有功功率控制或DC电压的选择是通过输入信号UDC_CTRLmod所确定的。导致q分量电流参考(iv-refq)的无功功率控制回路可以用于控制到/来自转换器的无功功率或AC电压幅度。无功功率控制或AC电压的选择是通过输入信号UAC_CTRLmod所确定的。
内部电流控制回路5跟踪转换器电流的参考值并产生用于转换器的电压参考。为了控制直流电流的量而不是三相交流的量，转换器电流控制系统以传统方式工作，其中三相单元(交流网络的电压和电流)变换到旋转的两相dq参考平面中并以其表达，通过变换6达到静止的两相αβ参考平面，且所述变换通过信号ξ以本身已知的技术实现，信号ξ是相位锁定回路PLL的输出。信号ξ呈现随时间线性增加的电角度，其中时间率与交流网络的实际频率成比例，且其被锁定到与交流网络的总线电压的相位位置同相。
如图2A中所示，内部电流控制回路5提供有是图1中的dq分量Ivdq的测量电流I1的电流参考Iv-refdq，以及变换到dq参考平面ULdq的总线电压UL。内部电流控制器5根据其而输出指示为Uv-refdq的输出信号，所述输出信号是dq参考平面中转换器的桥电压的电压参考向量。
电流参考值Iv-refd和Iv-refq可以在进一步处理之前根据针对传输系统的指定的工作条件来限制。这种限制手段可以以本身已知的方式实现，没有在此上下文中论述。
图2A中的参考变换6将旋转dq参考平面中的转换器参考电压Uv-refdq转移到静止平面，所述静止平面具有Uv-refabc作为用于交流系统的相应三相的分量电压参考值。
电压参考向量Uv-refabc供应到脉宽调制单元7，所述脉宽调制单元依赖于所述电压参考向量产生提供到半导体阀的根据预定PWM方案的接通/断开命令的列Fpa、FPb以及FPc。根据现有技术，预定的PWM是基于载波的PWM如正弦PWM(SPWM)，或者包括第三谐波调制(3PWM)的正弦PWM。
已知在反馈系统中，响应速度和稳定性之间的矛盾使控制系统的设计是困难的。应注意的是在诸如HVDC或静止无功补偿器的功率系统应用中的电压源转换器的控制的设计甚至是更困难的，原因在于除低频稳定性之外不仅对谐波稳定性而且对谐波性能存在高要求。在如图2中所示的现有技术控制系统中，通常控制速度必须与刚性的稳态谐波性能折衷。作为较低响应速度的结果，用于主电路中的部件或装置的成本可能增加，例如阀可能必须以较大电压和电流裕度来定尺度，以在由所连接的AC网络中的短路故障所导致的瞬变期间得到好性能。
因此，需要针对较少投资成本提供高效果的包括VSC的HVDC系统。

发明内容
本发明的首要目的是探寻通过以较少数目的半导体维持效果和瞬变能力来改进电压源转换器的方法。次要目的是提供包括多个电压源转换器的HVDC传输系统，其能够有效地传输包含瞬变的有功效果。
此目的是根据本发明通过由独立权利要求1中的特征所表征的控制装置，或者通过由独立权利要求13中的步骤所表征的方法而实现的。优选的实施例在独立权利要求中描述。
根据本发明，电压源转换器的控制系统包括第一脉宽调制器与第一开关方案以及第二脉宽调制器与第二开关方案的组合。因此，在第一工作模式期间-所述第一工作模式可以是稳态工作模式-转换器由第二脉宽调制器控制，且在第二工作模式期间-所述第二工作模式可以是瞬变工作-转换器由第一脉宽调制器控制。当扰动导致瞬变发生时，实现调制的智能检测功能以及对应的控制系统将平滑地从第一脉宽调制器切换到第二脉宽调制器且反之亦然。在本发明的一实施例中，第一脉宽调制器包括快速动态控制且第二脉宽调制器包括慢速动态控制。
第一脉宽调制器优选地包括基于载波的PWM方法如3PWM。在第一实施例中，第二脉宽调制器包括基于载波的PWM方法，其中第二开关方案不同于第一开关方案。在第二实施例中，第二脉宽调制器包括最佳PWM方法如OPWM。在本发明的一实施例中，第一和第二脉宽调制器同时工作且通过选择器来自两调制器之一的信号被选择用于执行控制信号。通过此设置，在大多数时间使用产生较少热的第二脉宽调制器。当瞬变发生时，控制方法从第二PWM切换到第一PWM。仅当扰动或瞬变发生时第二脉宽调制器在工作。瞬变通常具有少于1秒的持续时间以及在此基于载波控制的时段期间产生的额外的热将迅速地传递并由冷却系统所吸收。因此，短的热注入不会损害半导体。
OPWM的主要优点是它能够选择性地消除谐波，因此其可能减少开关频率，从而减少开关损耗。OPWM的缺点在于其几乎没有动态控制能力。
基于载波的PWM的主要优点在于其具有好的动态控制能力，但是如果转换器要保持简单结构其需要相对高的开关频率以得到所指定的谐波性能。基于载波的PWM的缺点在于由较高开关率导致的热产生。但是，如果基于载波的PWM仅用于由AC故障所导致的瞬变期间的很短的时间段，则此缺点将是无关紧要的。这个时间段可以短于1秒且优选地短于500ms。
根据本发明有可能利用OPWM和基于载波的PWM两者中的优点，并避免两个PWM方法中的缺点。
在本发明的第一方面中，所述目的是通过用于高功率应用的电压源转换器实现的，所述电压源转换器包含多个阀，每个阀包括多个包含多个可熄灭半导体元件的阀单元；以及阀控制单元，包含计算机装置以及提供执行控制信号到半导体元件的脉宽调制器，其中阀控制单元包括包含用于提供第一脉宽调制信号的第一脉宽调制器的第一控制、包含用于提供第二脉宽调制信号的第二脉宽调制器的第二控制、模式检测器以及选择器，所述选择器连接到第一和第二脉宽调制器，用于根据模式检测器来选择执行的脉宽调制信号。
在一个实施例中，第一脉宽调制信号包括基于载波的脉宽调制信号，如3PWM信号。在本发明另外的实施例中，第二脉宽调制包括具有不同于第一脉宽调制的速度的基于载波的脉宽调制信号，如3PWM信号。在另外的实施例中，第二脉宽调制包括最佳脉宽调制信号如OPWM信号。
在本发明的第二方面中，所述目的是通过用于控制电压源转换器的方法而实现的，所述电压源转换器包括多个阀，每个阀包含高功率应用中的多个可熄灭半导体元件，其中提供执行脉宽调制信号以便于控制电压源转换器，所述方法包括在第一时间段期间控制电压源转换器，其中执行信号包括第一脉宽调制信号；以及跟在第一时间段之后在第二时间段期间控制电压源转换器，其中执行信号包括第二脉宽调制信号。
在本发明的另外方面中，所述目的是通过可存储在计算机可用介质上的计算机程序实现的，所述程序包含指令用于处理器评估所述方法，所述方法提供脉宽调制信号以便通过预先计算的脉宽调制在工作处于稳态条件的第一时间段期间控制电压源转换器，以及通过实时开关脉宽调制在工作状况包含瞬变的第二时间段期间控制电压源转换器。


本发明的其他特征和优点将根据下面结合附图的详细描述而对本领域技术人员变得更明显，其中图1以示意性的单线和块图的方式示出如现有技术中已知的高电压直流传输系统，图2A示出根据如现有技术中已知的图1的传输系统的电压源转换器的控制装置，图2B作为实例示出外部回路控制中的四个子控制回路之一的结构，图3示出根据本发明的转换器控制装置的一实施例的概观，图4A示出根据本发明的转换器控制装置和方法的一实施例，图4B示出根据本发明的转换器控制装置和方法的另一实施例，图4C示出根据本发明的转换器控制装置和方法的另一实施例，图4C-A作为实例示出稳态控制中的有功功率控制的结构，图4C-B作为实例示出稳态控制中的无功功率控制的结构，图5示出根据本发明的转换器控制装置以及方法中的功能块“瞬变检测”的实施例。
具体实施例方式
图3示出根据本发明的转换器控制装置的主要布局。转换器控制包括第一控制11、模式控制14、第二控制12以及选择器13。模式控制在所示实施例中包括瞬变控制TD。第一控制11包括第一控制单元CU1以及用于提供控制信号FPT的第一脉宽调制器PWM1。第二控制12包括第二控制单元CU2以及用于提供控制信号FPS的第二脉宽调制器PWM2。以低开关频率工作的第二脉宽调制器PWM2在图中连接到选择器13的一侧。以高开关频率工作的第一脉宽调制器PWM1连接到选择器13的另一侧。根据来自模式检测器14的输出，选择器将决定实际执行的开关脉冲FP。第一和第二脉宽调制器可以优选地包括基于载波的PWM，如正弦PWM(SPWM)，或者包括第三谐波调制(3PWM)的正弦PWM或最佳PWM如OPWM。但是优选的是第一PWM具有比第二PWM快的工作速度。
图4A表示根据本发明的转换器控制装置CTRL的一实施例。在此实施例中第一控制11包括瞬变控制TC，其包含包含外部有功/无功功率控制回路的外部控制15、包含内部电流控制回路的内部控制16、参考变换单元17以及基于载波的脉宽调制器3PWM。第二控制12包括稳态控制SSC，其在此实施例中包含包含外部有功/无功功率控制回路的外部控制18、包含内部电流控制回路的内部控制19、参考变换单元20以及最佳脉宽调制器OPWN。共用于瞬变控制和稳态控制，控制装置包括相位锁定回路单元PLL，用于针对瞬变控制器14和稳态控制器SSC两者提供控制信号ξ到内部控制器16、19以及参考变压器17、20。
根据本发明的控制器包括两个外部有功/无功功率控制回路、两个内部电流控制回路、两个参考变换块以及两个脉宽调制器。对应的控制回路或功能块并行工作并且具有相同的原始输入(测量的信号和参考)，但是用于对应控制回路的结构或控制参数是不同的，从而输出在值或信号上是不同的。在稳态控制的过程中，用于调节器的参数以及在外部和内部控制回路中测得的信号处理被最佳化，以得到最好的稳态谐波性能和稳定性。在瞬变控制的过程中，用于调节器的参数以及在外部和内部控制回路中的测得的信号处理被最佳化，以得到快的响应速度。瞬变检测将在检测到瞬变时使从瞬变产生的脉冲控制实际执行的开关脉冲，否则实际执行的开关脉冲从稳态控制产生。
图4B示出了根据本发明的转换器控制设备和方法的另一实施例。在此实施例中，瞬变和稳态控制11和12两者分别共享相同的外部控制25和内部控制26，外部控制25包含外部有功/无功功率控制回路，内部控制26包含内部电流控制回路。因此，用于瞬变控制21的测得的信号处理(滤波)和用于稳态控制22的测得的信号处理(滤波)通过瞬变检测单元14来控制。同时，用于瞬变控制23的参数和用于稳态控制24的参数也通过瞬变检测单元14来控制。然而，用于控制器的参数以及用于感测的信号的处理依赖于瞬变检测14的输出来改变。此实施例中的瞬变控制11包括参考变换单元17和基于载波的脉宽调制器3PWM。此实施例中的稳态控制SSC包括参考变换单元20和最佳脉宽调制器OPWM。例如，为了实现更快的响应速度，属于瞬变控制的用于调节器的增益设置为更高的值。实施根据图4B中的实施例的策略的优点在于其避免了为相同的控制回路构建双控制器。
图4C示出了根据本发明的转换器控制设备和方法的另一实施例。在此实施例中，当电流失控时，瞬变控制11将接管。由此通过经由相位角(δ)控制有功功率(或DC电压)以及通过经由调制指数(m)直接控制无功功率(或AC电压)来简化稳态控制。
经由相位角(δ)控制有功功率(或DC电压)的方式在图4C-A中示出。有功功率信号Po通过有功功率计算单元30来计算，并且经滤波的功率信号P由信号处理单元31来提供。功率信号与参考信号相比较，并且相位角(δ)由调节器32来提供。经由调制指数(m)控制无功功率(或AC电压)的方式在图4C-B中示出。无功功率信号Qo通过无功功率计算单元30来计算，并且经滤波的无功功率信号Q由信号处理单元34来提供。无功功率信号与参考信号相比较，并且调制指数(m)由调节器35来提供。
图5图示了用于瞬变检测的功能块的结构的实例。主要想法是如果在连接的AC网络或DC传输系统中发生了扰动，使用所有测得的信号或所有测得的信号的一部分来尽可能快地识别。结构块包括四个比较器36a-d，向OR功能指示瞬变的存在。在正常的操作条件下，当无扰动时，三AC电压通常是对称的，即负序分量(UN_neg_seg)接近零，并且正序分量(UN_pos_seq)的幅度保持在标称AC电压的-10％～+10％之内，DC电压控制到参考电压，AC电流控制到额定电流之内。因此，如果未满足下列条件中的一个，则可认为是发生了扰动。
UN_pos-seq>UACP_thresholdUN_neg-seq<UACN_threshold{|ia|,|ib|,|ic|}<IAC_thresholdUDC_threshold1<Ud<UDC_threshold2]]>[56]扰动发生的指示将生成脉冲，所述脉冲将生成使瞬变控制所生成的开关次序实际上由阀执行。脉冲的宽度可以根据清除AC故障所需的时间来预先决定，保守地说例如100ms或500ms。到现在，显然在大多数时间，转换器通过使用OPWM以较低开关频率开关，同时提供所需的协波和稳定性性能。归因于瞬变控制的快速响应速度，当扰动发生并且在扰动之后实现了快速恢复时，过DC电压和过AC电流得到良好的控制。结果，通过根据本发明的此优化的调制和控制系统，实现了改进的瞬变和稳态性能以及成本的减小。
虽然有利的本发明的范围必须不受所提供的实施例限制，但是也包含了对于本领域的技术人员显而易见的实施例。
权利要求
1.一种用于高功率应用的电压源转换器(CON)，其包含多个阀，每个所述阀包含多个可熄灭半导体元件，以及阀控制单元(CTRL)，其包含计算装置以及提供执行控制信号(FP)用于控制该半导体元件脉宽调制器，特征在于该阀控制单元包括第一控制(11)，其包含第一脉宽调制器(PWM1)，用于提供第一脉宽调制信号(FPT)；第二控制(12)，包含第二脉宽调制器(PWM2)，用于提供第二脉宽调制信号(FPS)；模式检测器(14)；以及选择器(13)，连接到所述第一和第二脉宽调制器，用于根据所述模式检测器选择所述执行脉宽调制信号(FP)。
2.如权利要求1的电压源转换器，其中所述第一脉宽调制器(PWM1)包括基于载波的脉宽调制器。
3.如权利要求1或2的电压源转换器，其中所述第二脉宽调制器(PWM2)包括最佳脉宽调制器。
4.如权利要求1或2的电压源转换器，其中所述第二脉宽调制器(PWM2)包括基于载波的脉宽调制器，具有不同于所述第一脉宽调制器(PWM1)的开关频率。
5.如前面任何一项权利要求的电压源转换器，其中所述第一控制(11)包括瞬变控制。
6.如前面任何一项权利要求的电压源转换器，其中所述第二控制(12)包括稳态控制。
7.如前面任何一项权利要求的电压源转换器，其中所述阀控制单元包括由所述第一控制(11)和所述第二控制(12)共用的相位锁定回路单元(PLL)。
8.如前面任何一项权利要求的电压源转换器，其中所述阀控制包括由第一控制(11)和第二控制(12)共用的外部控制(25)和内部控制(26)。
9.如权利要求1-7的任何一项的电压源转换器，其中所述第一控制(11)包括参考变压器(17)。
10.如权利要求9的电压源转换器，其中所述第一控制(11)还包括外部控制(15)和内部控制(16)。
11.如权利要求1-7的任何一项的电压源转换器，其中所述第二控制(12)包括参考变压器(20)。
12.如权利要求11的电压源转换器，其中所述第二控制(12)还包括外部控制(18)。
13.一种用于控制电压源转换器的方法，该转换器包括多个阀，每个所述阀包含高功率应用中的多个可熄灭半导体元件，其中提供执行脉宽调制信号(FP)用于控制所述电压源转换器，其特征在于在第一时间段期间控制所述电压源转换器，其中所述执行信号(FP)包括第一脉宽调制信号(FPT)，以及在随所述第一时间段之后的第二时间段期间控制所述电压源转换器，其中所述执行信号(FP)包括第二脉宽调制信号(FPS)。
14.如权利要求13的方法，其中所述第二时间段包括稳态模式且所述第二脉宽调制信号(FPS)包括最佳脉宽调制信号。
15.如权利要求13的方法，其中所述第二时间段包括稳态模式且所述第二脉宽调制信号(FPS)包括基于载波的脉宽调制信号。
16.如权利要求13-15的任何一项的方法，其中所述第一时间段包括瞬变模式且所述第一脉宽调制信号(FPT)包括基于载波的脉宽调制信号。
17.一种可存储在计算机可用介质上的计算机程序产品，包含指令，用于处理器评估权利要求13-16的方法。
18.如权利要求17的计算机程序产品，至少部分地提供在网络如因特网上。
19.计算机可读介质，特征在于其包含如权利要求17的计算机程序产品。
20.如权利要求1-13的电压源转换器或如权利要求14-16的方法在HVDC传输系统中的使用用于控制工作。
21.如权利要求1-13的电压源转换器或如权利要求14-16的方法在静止无功补偿系统中的使用用于控制所述工作。
全文摘要
一种用于高功率应用的电压源转换器(CON)，其包含多个阀，每个阀包含多个可熄灭半导体元件；以及阀控制单元(CTRL)，其包含计算机装置以及提供执行控制信号(FP)用于控制半导体元件的脉宽调制器。所述阀控制单元包括第一控制(11)，其包含第一脉宽调制器(PWM
文档编号H02M7/66GK1881773SQ200610079070
公开日2006年12月20日 申请日期2006年4月29日 优先权日2005年4月29日
发明者贡纳尔·阿斯普隆德, 英·江·哈夫纳, 约翰·林德贝里, 彼得·伦德贝里, 扬·斯文松, 罗尔夫·帕尔松 申请人:Abb技术有限公司