用于交流-交流变换器的整流技术的制作方法

专利名称：用于交流-交流变换器的整流技术的制作方法
用于交流-交流变换器的整流技术技术领域总体上说，本发明涉及变换器。更进一步地说，本发明涉及基于状态机 控制的用于交流-交流变换器的整流技术。
背景技术：
交流-交流变换器，例如循环变换器和矩阵变换器，用于将一个频率的 交流电压转换为另一个频率的交流电压，而不使用中间直流环节。自从20世纪20年代，循环变换器就已经被投入使用，当时，在大型工 业环境中，汞弧变换器用于变速电动机驱动应用。 一般来说，这些早期应用 涉及将某个频率上的交流电压变换成较低频率上的电压。其最近的应用出现 在替代能源系统和不间断电源。有大量的文献涉及这些循环变换器的操作和 控制。在常见的应用中，比如工业电动机系统，实体电感负载(substantial inductive load )(电动机)将输出负载电流修正(过滤)为带有波紋的正弦波 形，其轨迹是相应的带有相位滞后的基准正弦电压。对循环变换器开关之间 的负载电流进行整流成为非常重大的挑战。实体电感负载需要连续的电流通 路，这需要先通后断的开关技术。然而，输入电压源要求不能有短路电流通 路存在，这需要先断后通的开关技术。这样，这些早期的循环变换器无法最 佳地处理这个矛盾，结果只能忍受低效和极低的输入功率因数以及谐波噪声。20世纪60年代，半导体晶闸管的商用引起了循环变换器开始普及和对 其进行新研究。相比于汞弧整流装置，晶闸管提供了更低的功率损耗，从而 实现了更高效的能量转换。然而，开关控制技术还是没有发生变化。在20世纪70年代早期，循环变换器重新引起了兴趣，得到了 B. R. Pelly 和L. Gungyi的支持。Pdly和Gungyi对循环变换器的操作进行了详细分析， 并进行了谐波分析。
一 份广受关注的出版物是B. R. Pelly, Thyristorphase-controlled converters and cycloconverters; operatrion， control, and performance (晶闸管相控变换器和循环变换器；操作、控制和性能)，New York: Wiley- Interscience, 1971 。商业上可获得的晶闸管继续得到改进，导致 更高的转换速度和更低的损耗。然而，负载电流整流的问题仍然未得到解决。 电流整流中可能存在问题的一个例子是，在反向偏压条件(续流 (freewheeling))下，晶闸管中的电流何时衰减为零。如果没有足够的反向恢 复时间(半导体物理性质的函数)，晶闸管就无法彻底反转方向，并且当电 压在正向偏压方向上升高时导通电流。在上述文献中描述了其他整流失败的 例子。通过应用循环电流模式和非循环电流模式两种设计方法之一来实际上 解决负载电流的整流问题。循环电流模式涉及输入变换器(outgoing converter)和l俞入变才奐器(incoming converter)的重叠。输出变4奐器包4舌当 前导通电流的开关元件，输入变换器包括整流发生后才导通电流的开关元 件。在一些设备中，这两种变换器总是开启的。平均来说，变换器之间的电 压差为零，但是瞬时电压差是非零的。组间反应器(inter group reactor) (IGR) -陂用来限制产生的短路电流。瞬时地，无功功率(reactive power)从正向变 换器(导通平均正向负载电流的变换器)流出，通过IGR，通过负向变换器 (导通平均负向电流的变换器)，然后回到了电源。该循环电流确保负载电流 不会变得不连续，且负载电流能够精确地在如由负载电路的特点所确定的正 确时刻自然地整流。然而，循环电流模式导致了低效和差的电源功率因数。 这些缺点加上实现相位角度调制的困难，使得循环变换器仍未得到普遍应 用。非循环电流模式涉及同 一时间最多操作一个变换器，无论该变换器是正 向还是负向的。使用死区时间(deadtime)的目的是保证在开启输入变换器 之前输出变换器已被完全关闭，这样可以减少对组间反应器的需求并提高效 率。然而，当负载电流变成零的持续有限时间时，该死区时间引起了过零失 真。该失真还引起了输入电源的谐波污染。虽然存在这些问题，该技术仍成 为操作循环变换器的非常常用的方法。这个技术的广为人知的局限性就是其 需要对电流过零有精确的把握。波紋或其他噪声会在对负载电流的检测造成 不确定性，这种不确定性能够使控制行为变得复杂。Pelly描述了不同的整流方法，例如"基本电流"和"首次电流迫零技术 (first current zero technique )"。理论上说，基本电流技术实现了精确地在正 确时间点整流。实际上，因为低通滤波引起了难以补偿的相位偏移，所以基 本电流波形难以获得。通过在实际负载电流首次为零的时刻关闭输出变换 器，其他技术，例如首次电流迫零技术，特意引入了死区时间。对于含有大 波紋分量(ripple component)的负载电流，在其基本分量过零之前，关闭输 出变换器达较长时间。该电流整流问题仍然是一个大的障碍，且仅仅借助有 才能的工程师的熟练技艺才能操作市售循环变换器。检测器灵敏度要覆盖从满负载电流到晶闸管维持电流的整个操作范围， 这导致负载电流检测复杂化。为了克服这一固有的不确定性，使用了窗式检 测器(windowdetector),其在过零电流附近具有死区。可选的间接检测负载 电流极性的方法包括对晶闸管正向压降进行检测，或者，当二极管从正向导 通变为反向阻断时对二极管上的电压尖峰进行检测。在20世纪80年代，再次研究循环变换器，并且通过使用高频谐振环节 (resonant link )对其进行了改进。高频谐振环节使得循环变换器的桥电压(输 入电压)在一段时间内归零。这样，就能够避开输入电源短路的危险来完成 负载电流整流。许多讨论这种方法的论文着眼于谐振环节的控制和操作。被称为"矩阵变换器"的电路拓朴结构(circuitry topology )也出现了。该 矩阵变换器得到了更广泛的应用，因为其应用包括交流-交流变换和直流-交 流变换。同循环变换器一样，矩阵变换器无需内部能量存储和通过开关矩阵 把负载和电源直接连接起来的直流环节。原则上，任意的输入到输出电压 (input to output voltage )以及频率变换都是可能的。然而，和循环变换器不 同的是，矩阵变换器是被迫整流的，并且不包含续流电流通路。矩阵开关配 置需要在操作中提供电流通路。这样，同步控制及整流就成为重大挑战。在20世纪90年代， 一种被称为脉宽调制(PWM)循环变换器的直流-交 流变换方法出现了。为了用于替代能量系统以及不间断电源，这一新的变换 方法把交流-交流变换技术用于逆变器的难题。在描述PWM循环变换器的操 作的文献中提出了两种技术，这两种技术都把来自直流电源(例如燃料电池 或者光电板)的方波作为振荡输入电压源使用，所述振荡输入电压源常被称 为交流环节。在第一种技术中，由独立的开关电源在循环变换器上游产生方9波。在第二种技术中，产生方波，使得边缘计时(edge-timing)有助于门控 过程(gating process),该门控过程产生该负载上的输出波形，所述输出波形 匹配于来自传统的脉宽调制逆变器的波形。在任一技术中，交流环节的相对 高的频率需要对负载电流进行适当的整流，且该交流环节的相对高的频率是 由PWM方式的保真度要求规定的。在开关循环变换器中，可以通过自然整流和强迫整流两种方法中的其中 一种实现整流。自然整流被定义为当仅由于电路特性以及无开关动作而进行 电流整流的时候发生。这样，整流的精确时机是不可控的。当使用明确的开 关(操作)来特意地从一个开关对到另一个开关对进行整流或者强迫电流过 零的时候，发生强迫整流。非循环电流方法(死区时间法)是强迫整流的例 子，而循环电流方法(两个变换器和IGR都处于开启状态)是自然电流整流 的例子。强迫整流有^(艮多公知的负面效果，例如增加的开关损耗、产生电磁干扰， 以及由过零失真和对开关时机的灵敏度引起的不好的波形质量。为实现自然 整流而使用IGR也导致了 IGR中的大量损耗，IGR造成的体积和重量的增 加，以及由于IGR中的循环电流引起的差的输入功率因数。鉴于上述技术，需要提供一种能够有利于自然整流，并且减少对于组间 反应器(循环电流模式)和组间开关死区时间(非循环电流模式)的需要的 循环变换器。发明内容本发明由权利要求限定。本说明书总结了具体实施方式
的某些方面，不 应该用于限制权利要求。本发明的一个方面提供了 一种用于控制交流-交流变换器中的负载电流 的整流的系统。该系统包括包括多个开关元件的变换器；与变换器连接并 提供振荡电压的能量源；与变换器连接的电力负载；以及控制变换器的控制 器，所述控制器对施加在电力负载上的振荡电压和负载电流进行监测。该控 制器确定变换器的多个状态，每个状态代表了多个开关元件的相应的导通组 (conducting set);并且，基于电力负载中的负载电流的极性整流(polarity commutation)和振荡电压的极性整流，该控制器在多个状态之间进行切换。本发明的另 一方面提供了 一种用于对循环变换器输出的单相负载电流进行整流的方法。所述方法包括向具有双向输出桥的循环变换器提供振荡 电压；确定何时发生电源电压的极性整流；阻止对第一组元件进行门控，该 组元件把电源电压加到负载上来为负载电流提供续流电流通路；确定流经续 流电流通路的负载电流何时通过非零电流门限；以及门控开启(gate on)第 二组元件，该组元件使负载电流能够进行极性整流并且支持电源电压的整流 极性(commutated polarity )。本发明的又一个方面提供了一种用于控制循环变换器的基于状态机的 方法(state-machine based method )。所述基于状态机的方法提供了连接到电 力负载以及连接到供给振荡电压的能量源的交流-交流变换器，并且该方法 识别多个机器状态，其中的每一个机器状态代表变换器的双向输出桥的开关 元件的相应导通组。该方法还监控振荡电压和负载电流的极性整流，并基于 振荡电压和负载电流的极性整流，在多个机器状态之间进行切换。此外，本发明的再一个方面提供了 一种对循环变换器输出的多相位负载 电流进行整流的方法。该整流方法向具有三相双向输出桥的三相循环变换器 提供振荡电源电压，并确定何时发生电源电压的极性整流，其中所述三相双 向输出桥对于负载电流的三个相位中的每一相位均具有相脚。该方法还阻止 对相应的第 一组元件进行门控，所述第 一组元件施加电源电压来为每个相应 的相位电流提供续流电流通^各，该方法还确定流经续流电流通^各的相应相位 负载电流何时通过非零电流门限，并对第二组元件进行门控，所述第二组元 件使相应相位负载电流能够进行极性整流(过零)并且支持电源电压的相应 相位的整流极性。下面参考并结合附图进一步详细描述本发明的说明性和示例性实施方式。


组件和附图不必合乎尺寸比例，而是仅仅用于示意性地展示本发明的基 本构思。在这些附图中，概略地阐述了本发明，包括其结构和操作方法，其 中图1的框图示出适用于控制负载电流的整流的实例电路。图2的框图示出适用于负载电流的整流的现有技术的实例电路。图3是具有四象限输出桥的循环变换器的示意图。 图4a-图4b是图3循环变换器的分别用于正、负电源电压极性的正向 和负向变换器的示意图。图5a-图5d是示出图3所示的循环变换器的静态开关配置的示意图。图6a-图6d是示出正向负载电流期间的电源电压整流的示意图。图7a-图7d是示出负向负载电流期间的电源电压整流的示意图。图8示出有死区时间的可控硅整流器的输出桥负载电流过零。图9示出无死区时间的可控硅整流器的输出桥负载电流过零。图IO是电流极性窗式检测器的示意电路。图11a-图lld是负载电流过零整流的示意图。图13示出循环变换器的输出桥的波形和逻辑信号。图14示出循环变换器的输出桥中的负载电流过零，以及图15是三相循环变换器的示意图。
具体实施方式
尽管本发明可以以多种形式体现，但是附图中显示的是示例性且非限制 性的实施方式并且下文中将借助示例性且非限制性的实施方式来描述本发出的具体实施方式
。本申请中，使用转折连词意图包括连词。使用定冠词或不定冠词并非意 图指明数目。特别地，当指出"所述"物体或"一个或多个"物体时，也意 图表示可能的多个这种物体中的一个。现在来看图，图1显示了适用于控制负载电流的整流的电路100的实例。 电路100包括交流电压电源102，交流电压电源102通过循环变换器106连 接到负载104。循环变换器106包括开关元件108,开关元件108被配置用 于对提供给负载104的负载电流进行整流。电路100还包括为负载104保持 基准电压的门控信号发生器110，还包括控制器112,控制器112通过将来 自门控信号发生器IIO的门控脉冲信号引导至适当的开关元件108来控制循环变换器106,以阻止负栽电流的整流失败。门控信号发生器110还包括计 时电路(未示出)，该计时电路用于获得门控信号，从而开启/关闭每一个开 关元件108。尽管在图1中呈现为独立的电路组件(单独的框图)，门控信号 发生器110和控制器112还能被组合测和你更为一个电路组件。图2的框图示出现有技术的电路200的实例，该电路200适用于在不使108以阻止负载电流整流失败的情况下，对负载电流进行整流。在此现有技 术的电路200中，门控信号发生器202在门控信号之间提供死区时间 (dead-time )，这是负载电流整流期间所使用的死区时间技术所需要的。图3显示了单相循环变换器输出桥300。如同通常的交流-交流变换器， 其需要四象限开关来导通双向电流以及阻止双向电压。为实现所述功能，在 循环变换器300中使用了两个反向并联的单向导通开关，使得每一个单向导 通开关被用来承载负载电流的一个极性并阻止电源电压的两个极性。循环变换器300包括向负载312和8个单向导通开关Q1-Q8 314 - 328 提供振荡电压Vs的电源310。为了简化，下文中振荡电压Vs可以被表示和 描述为方波振荡电压(如PWM循环变换器中的情况)，但是可以是其他任 何振荡电压(包括传统循环变换器中的正弦波)。振荡电压Vs的频率高于目 标负载电压的频率。8个导通开关Ql - Q8 314 - 328被安排成单独受控的反 向并联开关对，其中四象限"H，，桥的每个脚各有一对开关。尽管在图3中， 导通开关Ql - Q8 314 - 328代表可控硅整流器(SCR)晶闸管，但仍然可以使 用替代性单向开关元件。开关Ql - Q8 314 - 328被成对门控开启(4皮命令开 启)来建立并維持从电压源10经过负载12的连续电流通路，这些开关被称 作为开关对，例如(Q1，Q2)314,316。基于电源电压Vs的极性，双向桥循环变换器的开关被分为两个变换器 组，如图4a和图4b所示。正向变换器400a包含开关对(Ql, Q2)314, 316和 (Q5,Q6)322，324。负向变换器400b包含开关对(Q3,Q4)318，320和(Q7， Q8) 326, 328。在文中其他部分，提及正向变换器或者负向变换器意为指出相应或者负向变换器中，负载电流可为正向的或者负向的。根据循环变换器300中的电源电压Vs和负载电流I贞栽的所有可能的组合，可以得到四种可能的开关配置，如图5a-图5d所示。对于正向负载电 流I錯来说，正向变换器400a的开关(Ql， Q2) 314, 316在正向电源电压Vs 期间导通，如图5a所示，负向变换器400b的开关(Q3， Q4)318，320在负向 电源电压Vs期间导通，如图5b所示。类似地，对于负向负载电流Ia栽来说， 正向变换器400a的开关(Q5， Q6) 322， 324在正向电源电压Vs期间导通，如 图5c所示，负向变换器400b的开关(Q7， Q8) 326, 328在负向电源电压Vs 期间导通，如图5d所示。现在来看图6a-图6d，这四幅图中示意出了正向负载电流I鋒期间电源 电压整流的第一开关序列(lb—>2a—>2b—>la—>lb) 602。在图6a中，第 一开关序列602开始于第一开关序列602的时隙lb，此时，经由具有正向电 源电压Vs的正向变换器400a的门控开关对(Q1， Q2) 314， 316,正向负载电流 I负栽被导通，并且数值增大，如图5a中的配置所示。这样，图6a表现出具 有门控开关对(Q1，Q2)314，316 (时隙lb)的循环变换器300的如图5a所示 的配置。在图6b中，第一开关序列602位于时隙2a,此时电源电压Vs的极 性已经被改变为负极性。这样就使得门控信号被抑制，并且正向负载电流I负我 续流经过最后的门控开关对(Ql, Q2) 314， 316，同时正向负载电流I线的数值 减小。在图6c中，第一开关序列602到达时隙2b，此时，门控信号被应用于 输入变换器，导致经由具有负向电源电压Vs的负向变换器400b的新触发的 开关对(Q3，Q4)318，320，正向负载电流I贞栽被导通，并且数值增大。这样， 图6c表现出具有门控开关对(Q3， Q4) 318， 320的循环变换器300的如图5b 所示的配置。在图6d中，第一开关序列602位于时隙la,此时电源电压Vs 的极性已经被改变为正极性，使得门控信号被抑制，并且正向负载电流I负栽 续流通过最后的门控开关对(Q3， Q4) 318， 320,同时正向负载电流I贞我的数值 减小。当下一个门控开关对(Q1，Q2)314，316导通正向负载电流I贞栽时，此循 环重复进行，此时图6a中的电源电压Vs是正向的。再来看图7a-图7d，这四幅示意图描述了负向负载电流I负栽期间，电源 电压整流的第二开关序列(3b—〉4a—〉4b—〉3a—〉3b)。在图7a中，第二开 关序列702始于时隙3b，此时，负向负载电流I负栽经由具有正极电源电压的 正向变换器400a的门控开关对(Q5， Q6) 322, 324被导通，且负向负载电流I负栽的数值增大，如图5c中的配置所示。这样，图7a表现了具有门控开关对(Q5， Q6) 322， 324 (时隙3b)的循环变换器300的如图5c所示的配置。在图7b中， 第二开关序列702位于时隙4a，此时负向负载电流I负栽续流经过最后的门控 开关对(Q5， Q6) 322, 324，同时负向负载电流I负栽的数值减小，并且电压Vs 的极性已经被改变为负极性。在图7c中，开关序列702到达时隙4b,此时，经由具有负向电压Vs 的负向变换器400b的触发开关对(Q7， Q8) 326, 328，负向负载电流I负栽被导 通，并且婆t值增大。在图7d中，开关序列702位于时隙3a，此时负向负载 电流I a栽续流通过最后的门控开关对(Q7， Q8) 326， 328，同时负向负载电流I 负栽的数值减小，并且电压Vs的极性已经被改变为正极性。当下一个门控开 关对(Q5， Q6)322，324导通负向负载电流时，此循环重复进行，此时图7a中 的电压Vs是正向的。依照惯例，预定将被关闭的导通开关对被称作"输出变换器"，预定将被 开启的下一个导通开关对被称作"输入变换器"。在负载电流I該整流期间， 选择输入变换器来支持电源电压Vs，并且阻止循环变换器中的整流失败。 当负载电流I负栽为正向时，对从正向变换器400a (输出变换器)流向负向变 换器400b (输入变换器)的电流进行整流涉及开启开关对(Q3， Q4) 318, 320 和接着关闭开关对(Ql, Q2) 3", 316。这样就维持了用于负载电流I 的连续 通路，并且开关装置的相反极性阻止了电源电压Vs的短路。对于负向负载 电流I贞栽也遵循类似的模式。在负载电流I负栽过零时，负载电流I該的整流是一个很大的问题。如图 4a所示，对于正向电源电压Vs来说，开关(Ql, Q2)314, 316导通正向负载电 流I贞栽。图8中，曲线图800显示出在时刻to和时刻t!之间(门控时隙)， 正向负载电流I线经由具有正向电源电压Vs的正向变换器400a的已触发开 关对(Q1， Q2) 314, 316导通，且其数值增大。时刻t。到时刻^之间的时隙可 以被称作门控时隙。在时刻^到时刻t2之间(续流时隙)，正向负载电流I负栽 续流通过最后的门控开关对(Q1,Q2)314,316,同时其数值减小。时刻^到时 刻t2之间的时隙可以被称作续流时隙。由于负载电流I贞栽在时刻t2达到零， 需要开启开关对(Q5，Q6)322，324，从而导通具有正向电源电压的负向电流 I负栽。然而，在开关对(Q1,Q2)314,316处于开启状态的同时，开启开关对(Q5， Q6)322,324会造成输入电压源Vs的短路。这样，在输出变换器中的电流消 退和输入变换器中的电流导通之间，需要有限时段出现在时刻t2和时刻t3之 间，这个时段即反向恢复时间。在时刻t2到时刻t3的这个死区时间内，负载 电流I該变得不连续并且固定在零值，如图8所示。进一步，在时刻t3之后， 通过由于故意开关引起的强迫整流事件，负载电流I贞栽变为负向。在所提出的适用于PWM循环变换器功率变换系统的整流技术中，控制'々IU 1负栽进行自然整流，这是由负载的特性所决定的。所提出的开关技术识别输入变换器的正确的开关序列组(set of sequences of switching)，从而，考虑到电源 电压Vs的极性，不需要规定反向恢复，不再需要死区时间，并且为过零的 负载电流I贞栽提供平滑整流，如图9所示。这样，就阻止了整流失败，并且 在未使用降低能量转换效率的额外组件的情况下，减小了现有技术中固有的 过零失真。由于所提出的开关技术促进了基于适用于替代能源系统或者不间 断电源(UPS)的PWM循环变换器的低成本逆变器设计的实现，所以该开 关技术把循环变换器拓朴结构的使用拓展到工业发动机驱动以外的范围。现在来看图9,曲线图900示出无死区时间的可控硅整流器的输出桥负 载电流的过零。如图9所示，负载电流I贞栽在t3时刻过零，且无死区时间。 为了实现这一点， 一旦负载电流I负栽在时刻12通过高于零点的电流门限Ip卯2， 开启在该开关循环中支持电源电压Vs的极性但是为负载电流的逆转提供导 通通路的开关对。所提出的整流技术是基于如图3中所示的基于晶闸管的PWM循环变换 器300的6个操作假设，如下所示1. 对于每次电源电压整流，负载电流的最小值总是出现在续流时隙期间。2. 存在唯一的开关对(unique switch-pair )，当每次电源电压的才及性发生 转换时，对所述开关对进行门控。3. 每次电源电压整流时，开关(操作)仅仅发生一次。4. 存在门限电流水平，使得在负载电流过零之前不发生电源电压的整5. 存在门限电流，所述门限电流低于负载电流的波紋分量，并高于开关 元件(晶闸管)保持电流。6. 输入交流电源的频率高于期望的循环变换器输出频率。前述假设1在图8中是成立的，此图中，负载电流I該的数值绝对值在 续流时隙期间减小(此时相对于负载电流，施加在负载上的电压是负向的)， 并且负载电流I a栽的数值绝对值在开关对门控时隙期间增大(此时相对于负 载电流，施加在负载上的电压是正向的)。通过需要提供连续负载电流通路 以及避免电源电压Vs的短路，使得假设2成立。假设3阻止了反向恢复问 题导致的整流失败。如图9所示，通过选择任意接近零的门限电流极限，使 得假设4成立。假设5指出实际门限极限应该被设为接近于开关元件的保持 电流。假设6是通过设计来实现的。定义门限信号Ip902和lN904，使In904 (负电流门限)能被看作是小于 零的负载电流，且使IP902 (正电流门限)能被看作是大于零的负载电流。 根据定义，这样I产lN-l就成为无效信号。图10中，电流门限极限Ip902和 IN904的实现方式被示为窗式比较器。需要获取负载电流I贞栽的极性，所述极性能够通过多种技术获取。这样， 定义信号Ip902和lN904，使得Ip二I她〉+极限等式l并且& = 1該<-极限等式2在时刻to之前，电源电压Vs改变极性(从负到正)，并且负载电流I负栽 减小，同时续流通过输出变换器(最后的门控开关对)。在时刻to，开启输 入变换器开关对，将正向电源电压Vs以正方向加载到负载312,导致负载电 流I贞栽的数值增大。在时刻tp电源电压Vs整流为负向，并且到开关对的门 控脉冲被终止(门控关闭(gateoff))。负载电流I践继续减小，同时续流通 过输出变换器。如图8所示，当使用死区时间控制时，负载电流I贞栽续流， 直至在时刻t2达到零。负载电流I贞我保持为零，直到时刻t3，此时，门控开 启下一个开关对。为了避免死区时间控制，负载电流I腫被允许在时刻^后 续流，直到其在时刻t2经过正向电流门限IP902，在时刻t2时，门控开启输 入变换器的开关对来为电流逆转提供导通路径。负载电流I贞栽继续流经续流(输出变换器)开关对，直到时刻t3,此时电流整流到已被门控开启的输入 变换器开关对。在死区时间技术中，输入变换器在死区时间时隙后的时刻t3被门控开 启。在所提出的技术中，时刻t3自然出现，这是由负载的特性所确定的。这 两种技术的输入变换器在时刻t3之后都携带增大的负载电流I贞我，直到电源 电压极性在时刻U发生改变，至此完成负载电流过零整流。在图9中，在时 刻t2和时刻tt之间无开关(动作)发生，并且在时刻t3,负载电流过零是由 电路的特性造成的，所以自然发生。对过零的负载电流I线进行整流有四种可能的序列，如图lla-lld所示。 在图lla-lld中，两对示意图1102- 1104和1110- 1112示出了对正向和负 向电源电压进行的正向到负向的负载电流的整流，并且两对示意图1106-1108和1114 - 1116示出了对正极和负极电源电压Vs进行的负向到正向的负 载电流的整流。现在来看图lla，电源电压Vs从正极性向负极性整流，同时负载电流是 正向的。到输出变换器的门控信号被抑制，负载电流"栽向零减小，同时续 流通过输出变换器(最后的门控开关对)(Ql， Q2) 314， 316，如示意图1102 所示。当减小的电流经过Ip门限时，门控脉冲被施加到输入变换器。输出变 换器(Q1,Q2)314，316继续导通，直到I贞栽的极性发生逆转。当电流负载过零 时，输入变换器开关对(Q7， Q8) 326， 328由于晶闸管的特性而自动开启，并 且以正方向施加负向电源电压Vs到负载312，造成了处于负极性的负载电流 I负栽的数值增大，如示意图1104所示。现在来看图lib,电源电压Vs从负极性向正极性整流，同时负载电流是 正向的。到输出变换器的门控信号被抑制，负载电流I贞栽向零降低，同时续 流通过输出变换器(最后的门控开关对)(Q3, Q4) 318， 320,如示意图1106 所示。当降低的电流经过Ip门限时，门控脉沖被施加到输入变换器。输出变 换器(Q3， Q4) 318, 320继续导通，直到I纽的极性发生逆转。当电流负载过 零时，输入变换器开关对(Q5， Q6) 322, 324由于晶闸管的特性而自动开启， 并且以负方向施加正向电源电压Vs到负载312，造成了处于负极性的负载 电流I线的数值增大，如示意图1108所示。现在来看图llc,电源电压Vs从正极性向负极性整流，同时负载电流是负向的。到输出变换器的门控信号一皮抑制，负载电流"栽向零增大(负向绝对值减小)，同时续流通过输出变换器(最后的门控开关对)(Q5, Q6) 322, 324,如示意图1110所示。当增大的电流经过IN门限时，门控脉冲被施加到 输入变换器。输出变换器(Q5， Q6) 322, 324继续导通，直到I該的极性发生 逆转。当电流负载过零时，输入变换器开关对(Q3， Q4) 318, 320由于晶闸管 的特性而自动开启，并且以负方向施加负向电源电压Vs到负载312，造成了 处于正极性的负载电流I贞栽的数值增大，如示意图1112所示。现在来看图lld，电源电压Vs从负极性向正极性整流，同时负载电流是 负向的。到输出变换器的门控信号被抑制，负载电流I负我向零增大(负向绝 对值减小)，同时续流通过输出变换器(最后的门控开关对)(Q7， Q8) 326, 328，如示意图1114所示。当增大的电流经过IN门限时，门控脉冲被施加到 输入变换器。输出变换器(Q7， Q8) 326， 328继续导通，直到I贞栽的极性发生 逆转。当电流负载过零时，输入变换器开关对(Q1， Q2) 314， 316由于晶闸管 的特性而自动开启，并且以正方向施加正向电源电压Vs到负载312，造成了 处于正极性的负载电流I贞栽的数值增大，如示意图1116所示。在图12中，显示了用于循环变换器300的状态机控制1200的输出桥状 态转移图。所提出的状态转移中的开关技术通过状态机控制而实现。显示出 了四个状态1202， 1204, 1206和1208，每个状态代表当前导通的单向开关对。 8个状态转移的输入信号是电源电压Vs的极性，IP902和IN904负载电流极 性信号。每当电源电压Vs的极性改变时都有新的开关对被使用，这样电源 电压的极性就是循环变换器的状态机的时钟。在(Ql, Q2)机器状态1202和(Q7,Q8)机器状态1204之间的状态转移1210， 1212随着电源电压Vs和负载电流I贞栽的极性切换而完成，且(Q3,Q4)机器状 态1206和(Q5,Q6)机器状态1208之间的状态转移1214， 1216也是如此。这 4个状态转移1210， 1212, 1214和1216以所需负载电流I s栽的频率发生，并 且被称作水平转移，反映出负载电流的过零整流。(Q1, Q2)机器状态1202和(Q3， Q4)机器状态1206之间的状态转移1218， 1220随着电源电压Vs的极性切换而完成，同时负载电流I 高于IP902电流 门P艮。相似地，(Q5,Q6)机器状态1208和(Q7， Q8)机器状态1204之间的状态 转移1222， 1224随着电源电压Vs的极性切换而完成，同时负载电流I贞栽低于IN904电流门限。这4个状态转移1218、 1220、 1222和1224以电源电压 Vs的频率发生且都被称作垂直转移，此时，延迟(DE) PWM信号被用来 为正向负栽电流I贞栽门控开关元件，并且超前(AD) PWM信号^^皮用来为负 向负载电流I贞栽门控开关元件。从多载波PWM方法或等效方法得到的延迟 PWM信号被用于正向负载电流。从多载波PWM方法或等效方法得到的超 前PWM信号被用于负向负载电流。其他方法能为正向和负向负载电流产生 其他合适的信号。只有允许上述讨论的水平状态转移1210、 1212、 1214和1216和垂直状 态转移1218、 1220、 1222和1224，才能防止整流失败。这样，不允许开关 对(Q1， Q2) 314, 316机器状态1202和开关对(Q5， Q6) 320, 322机器状态1208 之间的状态转移，并且不允许开关对(Q3，Q4) 318, 320机器状态1206和开关 对(Q7， Q8) 326， 328机器状态1204之间的状态转移。现在来看图13，曲线图1300示出了循环变换器的输出桥的波形和逻辑 信号。信号Q1Q2EN、 Q3Q4EN、 Q5Q6EN和Q7Q8EN代表由信号VSPOL 以及前面讨论的In和Ip确定的状态机的电流状态，所述信号VSPOL代表电 源电压Vs的极性。通过将AD和延迟DE信号脉冲引导到当前开关对(current switch pair)来产生输出信号Q1Q2S、 Q3Q4S、 Q5Q6S和Q7Q8S,所述开关 对通过状态机控制和触发多频振荡器(未显示)而被使用。通过单独的PWM 过程(未显示)产生这些AD和DE信号脉冲，在所述过程中，相对于目标 负载电压来说，AD信号是相位提前的且DE信号是相位延迟的。负载电压 和负载电流之间的相位关系由负载的特性所确定的。多频振荡器(未显示) 把信号Q1Q2S、Q3Q4S、Q5Q6S和Q7Q8S转换为占空比为50%的方波脉冲， 所述脉冲可以被变压器耦合到相应的晶闸管开关装置。可选地，能够通过任 何合适的门极驱动电路(gate-drive circuitry)来把信号Q1Q2S、 Q3Q4S、 Q5Q6S和Q7Q8S传送至开关装置。进一步，Q1Q2S和Q3Q4S输出信号的 曲线图反映出相应的垂直状态转移与正向负载电流I該有关，如In和Ip曲线 图所示。相似地，Q5Q6S和Q7Q8S输出信号反映出相应的垂直状态转移与负向负载电流I负栽有关，如lN和Ip曲线图所示。在图14中，曲线图1400示意出循环变换器的输出桥中的负载电流I负载 (三角形轨迹)和负载电流过零附近的电源电压Vs (方形轨迹)。正向负载电流I w在正向变换器400a和负向变换器400b之间整流，这在图6a -图6d 中讨论过；负向负载电流在正向变换器400a和负向变换器400b之间整流， 这在图7a-图7b中讨论过。在负载电流过零的时刻，显示出来的轻微不连 续是晶闸管技术所固有的最小电流(维持电流)的特性的结果。现在来看图15,其中显示了三相循环变换器1500的示意图。循环变换 器1500包括向三相负载1504和12个单向导通开关Qlp-Q6p 1506 - 1516 和Qln-Q6n 1518 - 1528提供振荡电源电压Vs的电源1502。这样，三相输 出桥循环变换器1500包括12个单向开关Qlp-Q6p 1506- 1516和Qln-Q6n 1518 - 1528,这些单向开关被安排成6对单独受控的反向并联开关。这样，通过四个开关对的相应组合，三个单相负载电流I SA1、 1純2和 I负我3一皮整流，例如Qlp - Q4p 1506 - 1512和Qln- Q4n 1518 - 1524用于I 负栽i。这样，开关Qlp-Q4p 1506 - 1512和Qln-Q4n 1518 - 1524被成对门 控开启(被命令开启)，以建立并且保持连续的电流通路，用于I贞幻。双向 桥循环变换器1500的开关依惯例地基于电源电压Vs的极性被分成两个变换 器组。这样，正向变换器包括开关对(Qlp， Q4p) 1506， 1512和(Q3p, Q2p) 1510, 1508，负向变换器包括开关对(Qln, Q4n) 1518, 1524和(Q3n， Q2n) 1520， 1522。如前所述，对于单相循环变换器300的负载电流I负栽，对负载电流I负栽i、 I负栽2和I负栽3的整流受到影像。对于负载电流I负栽。I负栽2和I负我3的 整流的讨论可以反映出均#f负载配置(balanced load configuration)的实例， 例如wye (Y)或者delta (A)配置。然而，所提出的用于控制循环变换器的技 术能够被应用于各种多相位负载，包括均衡多相位负载和非均衡多相位负 载。所提出的用于控制循环变换器的技术防止整流失败，并且无需使用额外别输出桥中合适的开关序列，负载电流被允许自然地改变极性(过零)，这 是由负载的特性所确定的。如上所述，尽管所提出的技术呈现在具有作为开 关元件的SCR的PWM循环变换器的上下文中，但是其能够被应用于使用任 何合适的单向开关技术和任何合适的调制方案的任何循环变换器。可选地，所提出的整流技术能够被使用在硬开关拓朴(hard-switched topology)中。由于当电if各允许时负载电流在SCR中被关掉，因而循环变换器是软开关的。硬开关拓朴，例如矩阵变换器，通常根据指令断掉每个开关 中的负载电流。在矩阵变换器中，SCR被完全受控的装置替换，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或者绝缘栅双极晶体管(IGBT)。既 然硬开关装置不能像SCR那样续流负载电流，提出的技术就被拓展从而为 负载电流特意提供续流通路。因此，前面的详细描述意图被看作是示例性的，而不是限制性；同时应 该理解权利要求，包括所有等价物，意图限定本发明的精神和范围。
权利要求
1.一种用于控制负载电流的整流的系统，所述系统包括交流-交流变换器，所述变换器包括多个开关元件；能量源，所述能量源提供振荡电压并与所述变换器连接；电力负载，所述电力负载与所述变换器连接；以及控制器，所述控制器控制所述变换器，并且对施加在所述电力负载上的振荡电压和负载电流进行监测，其中所述控制器确定所述变换器的多个机器状态，每个机器状态代表了多个开关元件的相应的导通组；并且，基于所述电力负载中的负载电流的极性整流和振荡电压的极性整流，所述控制器控制多个机器状态之间的切换。
2. 如权利要求1所述的系统，其中进行多个机器状态之间的切换，以防 止整流失败。
3. 如权利要求1所述的系统，其中所述多个开关元件包括单向开关元件， 在输出桥的每个脚处，所述单向开关元件被配对成反向并联配置。
4. 如权利要求1所述的系统，其中通过控制振荡电压的对称占空比来调 节变换器输出桥的输出电压。
5. 如权利要求1所述的系统，其中多个机器状态之间的切换与振荡电压 的极性整流同步进行。
6. 如权利要求5所述的系统，其中对于每次电压整流，只允许一次机器 状态转移。
7. 如权利要求3所述的系统，其中当穿过输出桥发生振荡电压的极性整 流时，所述控制器阻止对第 一组开关元件进行门控。
8. 如权利要求7所述的系统，其中所述控制器确定流经第一组开关元件 的负载电流何时通过电流门限。
9. 如权利要求l所述的系统，其中所述控制器门控开启第二组元件，所 述第二组元件使负载电流的极性整流能够进行并且支持振荡电压的极性。
10. 如权利要求l所述的系统，其进一步包括变换器的停止状态，所述 停止状态指定对所述多个开关元件进行的门控被阻止的机器状态。
11. 如权利要求l所述的系统，其中通过检测振荡电压的极性并且门控开启合适的开关元件对，所述控制器控制从关闭状态到开启状态的操作，其 中，在关闭状态下，没有电力供应至负载，且在开启状态下，有电力供应至 负载。
12. 如权利要求l所述的系统，其中所述控制器通过检测振荡电压和负 载电流并且选择合适的开关元件对来使负载电流续流至零，所述控制器控制 从开启状态到关闭状态的操作，其中，在开启状态下，有电力供应至负载， 且在关闭状态下，没有电力供应至负载。
13. 如权利要求l所述的系统，其中所述控制器被配置用于检测过电流 条件并且选择合适的开关元件对来关闭所述变换器，而不会引起整流失败。
14. 一种用于控制负载电流的整流的方法，所述方法包括 提供交流-交流变换器，所述变换器包括多个开关元件并且与负载连接，所述变换器连接至振荡电压；确定何时发生振荡电压的极性整流；阻止对多个开关元件的第 一组开关元件进行门控，该组元件把振荡电压加到负载上来为负载电流提供续流通路；确定流经续流通路的负载电流何时通过非零电流门限；以及 门控开启第二组元件，该组元件使负载电流能够进行极性整流(过零)并且支持振荡电压的整流极性。
15. 如权利要求14所述的方法，其中所述多个开关元件包括单向开关元 件，在输出桥的每个脚处，所述单向开关元件被配对成反向并联配置。
16. 如权利要求15所述的方法，其中输出桥的每个脚包括两个单独受控 的反向并联开关元件。
17. 如权利要求15所述的方法，其中输出桥的每个脚被配置用于导通双 向电流并且阻止双向电压。
18. 如权利要求14所述的方法，其中所述开关元件是晶闸管。
19. 如权利要求15所述的方法，其中所述开关元件被成对门控，用于维 持连续的负载电流通路。
20. 如权利要求17所述的方法，其中基于振荡电压的极性，所述双向输 出桥被配置成在正向和负向变换器中是分离的。
21. 如权利要求14所述的方法，其中对于每次振荡电压整流，在负载电流续流期间，出现负载电流的最小值。
22. 如权利要求14所述的方法，其进一步包括唯一的开关元件组，所述 开关元件组被门控开启，用于每次振荡电压极性整流。
23. 如权利要求14所述的方法，其中对于每次振荡电压整流，只发生一 次从一组开关元件到另 一组开关元件的切换。
24. 如权利要求14所述的方法，其中门限电流相应于在负载电流过零之 前阻止振荡电压整流。
25.如权利要求14所述的方法，其中门限电流小于负载电流的波紋分 量，且大于开关元件的保持电流。
26. 如权利要求14所述的方法，其中所述变换器是脉宽调制(PWM) 循环变换器。
27. 如权利要求14所述的方法，其中所述负载电流对于非负向负载电流 具有正向电流门限，且所述负栽电流对于非正向负载电流具有负向电流门限。
28. —种用于控制负载电流的整流的基于状态机的方法，所述方法包括 提供交流-交流变换器，所述变换器与电力负载连接并且与提供振荡电压的能量源连接；识别多个机器状态，每个机器状态代表所述变换器的双向输出桥的开关 元件的相应导通组；监测振荡电压和负载电流的极性整流；以及基于振荡电压和负载电流的极性整流，在多个机器状态之间进行切换。
29. 如权利要求28所述的基于状态机的方法，其中所述双向输出桥包括 单向开关元件，在输出桥的每个脚处，所述单向开关元件被配对成反向并联 配置。
30. 如权利要求28所述的基于状态机的方法，其中对于单相双向输出 桥，多个机器状态等于四个机器状态。
31. 如权利要求28所述的基于状态机的方法，其中多个机器状态之间的 切换与振荡电压的极性整流同步进行。
32. 如权利要求28所述的基于状态机的方法，其中所述变换器是脉宽调 制(PWM)循环变换器。
33. 如权利要求28所述的基于状态机的方法，其中所述变换器是固定频 率的脉宽调制(PWM)循环变换器。
34. —种用于对多相负载电流进行整流的方法，所述方法包括 提供交流-交流变换器，所述变换器包括多个反向并联的单向开关元件对，所述反向并联的单向开关元件对被配置用于为负载电流的每个相提供双 向输出桥，所述变换器连接至振荡电压；以及 对于负栽电流的每个相确定振荡电压的极性整流何时穿过相应的输出桥发生； 阻止对多个元件的相应的第 一组元件进行门控，该组元件把振荡电 压加到相应的相负载上来为负载电流提供续流电流通路；确定流经续流电流通路的负载电流何时通过非零电流门限；以及 门控开启相应的第二组开关元件，该组元件使负载电流能够进行极 性整流(过零)并且支持振荡电压的整流极性。
35. 如权利要求34所述的方法，其中多个反向并联的单向开关元件对均 包括单独受控的开关元件。
36. 如权利要求34所述的方法，其中每个相输出桥的每个脚被配置用于 导通双向电流并且阻止双向电压。
37. 如权利要求34所述的方法，其中所述多相负载电流是三相负载电流。
38. —种用于控制多相负载电流的整流的基于状态机的方法，所述方法 包括提供交流-交流变换器，所述变换器连接至多相负载并且包括多个开关 元件，所述开关元件被配置用于为负载电流的每个相提供双向输出桥，所述 变换器连接至振荡电压；以及对于负载电流的三个相的每个相识别多个机器状态，每个机器状态代表所述变换器的相应双向输出 桥的多个开关元件的导通组；监测振荡电压和负载电流的极性整流；以及基于振荡电压和负载电流的极性整流，在多个机器状态之间进行切换。
39. —种用于控制多相负载电流的整流的系统，所述系统包括变换器，所述变换器包括多个反向并联的单向开关元件对，所述反向并 联的单向开关元件对被配置用于为负载电流的每个相提供双向输出桥；以及对于负载电流的每个相能量源，所述能量源在所述变换器的相应的输出桥处提供振荡电 压；以及控制器，所述控制器与循环变换器连接，所述控制器被配置用于监 测振荡电压和负载电流的极性整流并且用于监测所述变换器的机器状 态，每个机器状态代表相应的双向输出桥的多个开关元件的导通组；其中基于振荡电压和负载电流的极性整流，所述控制器在多个机器 状态之间进行切换。
全文摘要
本发明提供了一种用于控制负载电流的整流的系统。该系统包括包括多个开关元件(108)的交流-交流变换器(106)；与变换器(106)连接并提供振荡电压的能量源(102)；与变换器(106)连接的电力负载(104)；以及控制变换器(106)的控制器(112)，所述控制器(112)对施加在电力负载(104)上的振荡电压和负载电流进行监测。该控制器(112)测定变换器的多个机器状态，每个机器状态代表了多个开关元件(108)的相应的导通组；并且，基于电力负载(104)中的负载电流的极性整流和振荡电压的极性整流，该控制器(112)控制多个机器状态之间的切换。
文档编号H02M5/257GK101258669SQ200680033001
公开日2008年9月3日 申请日期2006年8月4日 优先权日2005年8月11日
发明者罗伯特·S·Jr·巴洛格, 菲利普·T·克赖因 申请人:伊利诺斯大学理事会