开关调节器的制作方法

专利名称：开关调节器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种具有较低功耗且能够在较低工作负载条件下有效工作的 开关调节器。
背景技术：
在现有技术中，普遍知道的是，在普通工作负载条件下将开关调节器设置为以PWM (脉冲宽度调制)控制模式工作，以及在低工作负载条件下将其 设置为以PFM (脉冲频率调制)控制模式工作。在PWM控制模式中，开关调节器被设置成以固定频率工作，而对每个 周期中的占空比开启部分(ON-duty)进行调制以调整输出电压。在PFM控 制模式中，每个周期中的占空比(开启(ON)状态中的时间间隔)是固定的， 但是对工作频率进行调制以调整输出电压。此外，存在一种伪PFM控制模式， 其中将开启定时控制为固定频率，并且跳过该开启定时，从而实现接近于PFM 控制模式的性能。例如，日本专利公报No.3647811(下面将其称为"参考文献l")公开了一 种DC-DC变换电路，其检测变换器的输出电压，并基于由该输出电压的分压 和来自参考电压源的参考电压之间的差生成的误差输出电压而将变换器的驱 动模式从PWM模式切换到伪PFM模式、或者从伪PFM模式切换到PWM模式。然而，在参考文献1中所公开的发明中，因为采用了伪PFM模式，所以 例如用于输出固定频率的振荡电路的大功耗电路一直处于工作状态是必要 的。此外，在参考文献1公开的伪PFM模式中，会在输出电压中出现紋波电压。发明内容本发明可以解决现有技术中的一个或多个问题。本发明的一个优选实施例可以提供一种能够以低功耗工作并且能够防止
输出电压的变化的开关调节器。根据本发明的一个方面，提供了一种以PWM控制模式和PFM控制模式 中的一个^f莫式工作的开关调节器，包括切换单元，执行PWM控制模式和PFM控制模式之间的切换；误差放大电路，其放大在与输出电压成比例的电压和第一参考电压之间 的误差电压；斜波电路，其生成斜波信号；参考电压生成电路，其生成用于确定在PFM控制模式中的开启状态时间 间隔的第二参考电压；多路器，其输出第二参考电压和来自误差放大电路的输出电压中的一个； 比较电路，其比较来自所述斜波电路的输出电压和来自所述多路器的输 出电压；以及振荡电路，其确定在PWM控制模式中开启状态的定时。根据本发明，可以提供一种能够以较低功耗工作并且能够防止输出电压 的变化的开关调节器。作为 一个实施例，在PFM控制模式中的开启状态时间间隔比在PWM控 制;溪式中的开启状态时间间隔大。根据本发明，可以当在PWM控制模式和PFM控制模式之间进行切换时 稳定感应电流，并且防止重复不必要的切换操作。作为 一个实施例，由所述第二参考电压和所述斜波信号的斜率中的至少一个来确定PFM控制模式中的开启状态时间间隔。根据本实施例，可以根据电路结构，在不同的工作模式中适当地设置开 启状态时间间隔。作为一个实施例，在PFM控制模式中停止振荡电路。根据本实施例，由于通过在PFM控制模式中停止振荡电路而在PFM控制模式中不使用振荡电路，所以可以减少功耗。 作为一个实施例，该开关调节器还包括延迟电路，其将来自所述切换单元的输出信号延迟预定的时间段。 作为一个实施例，所述开关调节器在预定的时间段内反复地执行预定数 量的切换操作。根据本实施例，在开关调节器的工作转为稳定状态之后，执行所述切换操作。根据下面对参考附图给出的优选实施例的详细说明，本发明的这些和其 他目的、特征和优点将变得更加明显。


图l是示出根据本发明的第一实施例的开关调节器100的框图；图2A至图2H是示出在PWM控制模式中开关调节器100的工作的波形图；图3A至图3G是示出在PFM控制模式中开关调节器100的工作的波形图；图4是示出根据本发明的第二实施例的开关调节器200的框图； 图5A至图5F是示出当开关调节器200的工作模式从PWM控制模式切 换到PFM控制模式时开关调节器200的工作的波形图；以及图6A至图6F是示出当开关调节器200的工作模式从PFM控制模式切 换到PWM控制模式时开关调节器200的工作的波形图。
具体实施方式
下面，将参考附图解释本发明的优选实施例。在本发明中，开关调节器包括振荡电路，用于确定在PWM (脉沖宽度 调制)控制模式中的开启状态的定时；参考电压生成电路，生成用于确定在 PFM (脉冲频率调制)控制模式中的开启状态时间间隔的参考电压；多路器， 用于输出来自参考电压生成电路的参考电压和来自误差放大电路的输出电压 中的一个。在PWM控制模式或PFM控制模式中，多路器切换输入到比较电 路的电压，由此确定在PWM控制模式中的开启定时或在PFM控制模式中的 开启状态时间间隔。第一实施例图1是示出根据本发明的第一实施例的开关调节器IOO的框图。 如图l所示，开关调节器100是降压(step-down)开关调节器，其在普 通工作负载条件下以PWM控制模式工作，或在低工作负载条件下以PFM控 制模式工作。该开关调节器100包括分压器101、误差放大电路103、斜波电 路105、多路器106、比较电路107、振荡电路108、逻辑电路109、 PWM/PFM 切换电路110、开关晶体管lll、电感器112、输出电容器113以及整流二极管115。在开关调节器100中，当开关晶体管111导通时，从输出端输出输出电 压Vo，并且与输入电压和输出电压之间的差对应的能量被存储在电感器112 中。当开关晶体管111截止时，存储在电感器112中的能量从输出端输出， 作为输出电压Vo。从而，开关调节器100输出稳定的直流电压。分压器101包括串联的两个电阻器。误差放大电路103放大在来自分压 器101的输出电压和参考电压102之间的误差电压，并且输出放大后的误差 电压。斜波电路105生成特定的斜波信号。具体地，当开关晶体管111导通时， 斜波电路105生成具有叠加有电感器112的电感器电流116的值的斜波信号。 当开关晶体管lll截止时，斜波电路105输出预设的偏置电压。基于选择输入信号，多路器106输出参考电压104和来自误差放大电路 103的输出电压中的一个。具体地，当选择输入信号在高电平时，多路器106 输出来自误差放大电路103的输出电压，而当选择输入信号在低电平时，多 路器106输出参考电压104。比较电路107将来自斜波电路105的输出电压与来自多路器106的输出 电压进行比较，并且输出比较结果。振荡电路108输出预设频率的时钟信号。逻辑电路109根据PWM/PFM切换电路110的输出信号、振荡电路108 的输出信号和比较电路107的输出信号生成控制信号114，并且控制信号114 被施加到开关晶体管111的栅极以控制开关晶体管111的导通和截止。下面 将详细描述逻辑电路109。控制模式切换到PFM控制模式或者从PFM控制模式切换到PWM控制模式 的信号。基于电感器112的电感器电流值116， PWM/PFM切换电路IIO检测其中 电感器电流具有零值并且工作负载低的电感器电流间断模式和其中电感器电 流不具有零值并且工作负载在普通值的电感器电流连续模式。当检测到电感 器电流间断才莫式时，PWM/PFM切换电路110生成^f氐电平(L电平)信号， 以将开关调节器100的工作模式切换到PFM控制模式；当才企测到电感器电流
连续模式时，PWM/PFM切换电路110生成高电平(H电平)信号，以将开 关调节器100的工作模式切换到PWM控制模式。开关晶体管111的一端连接到电源以接收电源电压Vi;开关晶体管111 的另一端通过整流二极管115接地。电感器112的一端连接到在开关晶体管 111和整流二极管115之间的连接点，并且电感器112的另 一端连接到开关调 节器100的输出端。输出电容器113在开关调节器100的输出端和地之间。分压器101的一端接地，且分压器101的另一端连接到开关调节器100 的输出端。分压器101从该分压器101的输出端输出与开关调节器100的输 出电压Vo成比例的电压。分压器101的输出端连接到误差放大电路103的反相输入端。参考电压 102被施加到误差放大电路103的同相输入端，并且误差放大电路103放大 在所述分压器101的输出电压和参考电压102之间的误差电压，并且输出放 大后的误差电压。误差放大电路103的输出端连接多路器106的一个输入端，误差放大电 路103的输出电压输入到多路器106的一个输入端。参考电压104输入到多 路器106的另一输入端。由逻辑电路109生成的选择输入信号输入到多路器 106的选#^输入端。多路器106的输出端连接到比较电路107的反相输入端，即误差放大电 路103的输出电压或者参考电压104中的一个被施加到比较电路107的反相 输入端。
斜波电路105的输出端连接到比较电路107的同相输入端，即斜波电路 105的输出电压被施加到比较电路107的同相输入端。比较电路107的输出 端连接到逻辑电路109的输入端。
逻辑电路109包括OR (或)电路109a和109b、 NOR (或非)电路109c、 109d和109e、以及反相器电路109f和109g。
每一个OR电路109a和OR电路109b的一个输入端连接到比较电路107 的输出端。OR电路109a的另 一输入端通过反相器电路109f连接到PWM/PFM 切换电路110的输出端。OR电路109b的另一输入端直接连接到PWM/PFM 切换电路110的输出端。OR电路109a的输出端连接到NOR电路109d的一 个输入端，即OR电路109a的输出信号117被施加到NOR电路109d的一个 输入端。 OR电路10%的输出端连接到反相器电路109g的输入端和多路器106 的选择输入端这两者，因此，OR电路109b的输出信号118被施加到反相器 电路109g的输入端和多路器106的选4奪输入端这两者。应该注意，OR电^各 109b的输出信号118用作多路器106的选择输入信号。NOR电路109c、 109d构成锁存触发器块，NOR电路109c的一个输入端 连接到振荡电路108的输出端，即来自振荡电路108的时钟信号被输入到 NOR电路109c。 NOR电路109c的输出端连接到NOR电路109d的另 一输入 端。此外，NOR电路109c的另一输入端连接到NOR电路109d的输出端， 并且连接到NOR电路109e的一个输入端。因此，NOR电路109d的输出信 号119被施加到NOR电路109e的一个输入端。NOR电路109e的另一输入 端连接到反相器电路109g的输出端，并且反相器电路109g的输出信号120 被施加到NOR电路109e的另 一输入端。NOR电路109e的输出端连接到开关晶体管111的栅极，因此NOR电路 109e的输出信号(即逻辑电路109的输出信号)用作控制开关晶体管111的 导通和截止的控制信号114。下面，将描述开关调节器IOO在PWM控制模式中的工作。图2A至图2H是示出开关调节器100在PWM控制模式中的工作的波形图。具体地，图2A示出了在PWM控制模式中误差放大电路103的输出信号 和斜波电路105的输出信号；图2B示出了在PWM控制模式中振荡电路108 的输出信号；图2C示出了在PWM控制模式中比较电路107的输出信号；图 2E示出了来自逻辑电路109的控制信号114的波形；图2F示出了来自OR 电路109a的输出信号117的波形；图2F示出了来自OR电路109b的输出信 号118的波形；图2G示出了来自NOR电路109d的输出信号119的波形； 并且图2H示出了来自反相器电路109g的输出信号120的波形。在图2D中，"状态1"表示开关晶体管111导通的状态；"状态2"表示 开关晶体管lll截止的状态。在PWM控制模式中，PWM/PFM切换电路110的输出信号是高电平。 因此，高电平信号被不断地施加到OR电路109b的一个输入端，这样，在PWM 控制模式中OR电路109b的输出信号118 —直是高电平。因为OR电路109b 的输出信号118用作多路器106的选择输入信号，所以当多路器106的选择
输入信号是高电平时，在PWM控制模式中多路器106—直输出来自误差放 大电路103的输出电压。首先，描述在状态1中的开关调节器100的工作。在状态1中，因为开关晶体管lll被导通，所以被施加到开关晶体管111 栅极的控制信号114是低电平。在状态l中，电感器112的电感器电流Ilx增加，电荷转换到用作平滑 电^各的输出电容器113中，因此，开关调节器IOO的输出电压Vo增加。由于 这个原因，来自误差放大电路103的输出电压降低。此外，由于控制信号114 在低电平，所以斜波电路105生成斜波信号并且输出该斜波信号。比较电路107将从斜波电路105输出的斜波信号与来自误差放大电路103 的输出信号进行比较，并且当斜波信号比来自误差放大电路103的输出信号 高时输出高电平信号。当比较电路107的输出信号成为高电平时，来自比较电路107的高电平 信号和通过将PWM/PFM切换电路110的输出信号反相而获得的高电平信号 被输入到OR电路109a。因此，OR电路109a的输出信号117成为高电平。 当OR电路109a的输出信号117成为高电平时，由NOR电路109c、 109d构 成的锁存触发器块的输出信号119成为低电平。注意，在此过程中，来自OR电路109b的输出信号118—直处于高电平， 因此，来自反相器电路109g的输出信号120—直处于低电平。由于低电平输出信号119和低电平输出信号120被输入到NOR电路 109e，所以NOR电路109e的输出信号(即控制信号114)成为高电平。当 控制信号114成为高电平时，开关晶体管lll截止，开关调节器100转到状 态2，如图2D所示。接下来，描述在状态2中的开关调节器100的工作。在状态2中，因为开关晶体管111截止，所以电感器112的电感器电流 Ilx降低，电荷从用作平滑电路的输出电容器113中移走，因此，输出电压 Vo降低。由于这个原因，来自误差放大电路103的输出电压增大。此外，由 于控制信号114处在高电平，所以斜波电路105输出偏置电压。比较电路107将从斜波电路105输出的偏置电压与来自误差放大电路103 的输出信号进行比较。在此，由于从斜波电路105输出的偏置电压低于来自 误差放大电路103的输出信号，所以比较电路107输出低电平信号。
当比较电路107的输出信号成为低电平时，来自比较电路107的低电平 信号被输入到OR电路109a和OR电路109b的每一个的一个输入端。在此， 来自比较电路107的低电平信号和通过将PWM/PFM切换电路110的输出信 号反相而获得的低电平信号被输入到OR电路109a。结果，OR电路109a的 输出信号117成为低电平。然而，由于由NOR电路109c、 109d构成的锁存触发器块的输出信号119 保持处于低电平直到输入来自振荡电路108的时钟信号，所以NOR电路109d 的输出信号119保持在低电平。注意，在此过程中，来自反相器电路109g的输出信号120—直处于低电 平。因此，来自NOR电路109e的输出信号(即控制信号114)保持在高电 平。在状态2中，当输入来自振荡器108的时钟信号时，NOR电路109d的 输出信号119成为高电平，并且NOR电路109e的输出信号(即控制信号114 ) 成为低电平。当控制信号114成为低电平时，开关晶体管lll导通，并且开 关调节器100再次转到状态1。以这种方式，开关调节器100重复地从状态1转换到状态2，并且从状 态2转换到状态1。下面，描述开关调节器100在PFM控制模式中的工作。图3A至图3G是示出开关调节器100在PFM控制模式中的工作的波形图。具体地，图3A示出了在PFM控制模式中参考电压104、斜波电路105 的输出信号、多路器106的输出信号、以及误差放大电路103的输出信号； 图3B示出了在PFM控制模式中比较电路107的输出信号；图3C示出了来 自逻辑电路109的控制信号114的波形；图3D示出了来自OR电路109a的 输出信号117的波形；图3E示出了来自OR电路109b的输出信号118的波 形；图3F示出了来自NOR电路109d的输出信号119的波形；以及图3G示 出了来自反相器电路109g的输出信号120的波形。在图3B中，"状态3"表示开关晶体管111导通的状态；"状态4"表示 开关晶体管111截止的状态。在图3A中，参考电压104由细虚线表示，斜波电路105的输出信号由 点划线表示，多路器106的输出信号由粗虚线表示，而误差放大电路103的
输出信号由实线表示。在PFM控制模式中，PWM/PFM切换电路110的输出信号是低电平。因 此，低电平信号被一直施加到OR电路109b的一个输入端，高电平信号被一 直施加到OR电路109a的一个输入端，这样，OR电路109a的输出信号117 一直是高电平。此外，在PFM控制模式中，由于工作负载较低，因此能量被过度地发送 到输出侧。由于这个原因，来自误差放大电路103的输出信号变得比斜波电 路105的偏置电压低。首先，描述在状态3中的开关调节器IOO的工作。在状态3中，因为开关晶体管111被导通，所以施加到开关晶体管111 栅极的控制信号114是低电平。在状态3中，电感器112的电感器电流Ilx增加，所以电荷从用作平滑 电路的输出电容器113中移走，因此，开关调节器100的输出电压Vo增加。 由于这个原因，来自误差放大电路103的输出电压降低。此外，由于控制信 号114是低电平，所以斜波电路105生成斜波信号并且输出该斜波信号。在这种状态下，由于比较电路107的输出信号在低电平，所以来自比较 电路107的低电平信号被输入到OR电路109a和OR电路109b的每一个的 一个输入端。因此，如上所述，OR电路109a的输出信号117—直在高电平。来自比较电路107的低电平信号和来自PWM/PFM切换电路110的低电 平信号被输入到OR电路109b。结果，OR电路109b的输出信号118成为低 电平。即，低电平的选择输入信号输入到多路器106的选择输入端。当输入低电平的选择输入信号时，多路器106输出参考电压104。因此， 参考电压104被输入到比较电路107的反相输入端。比较电路107将从斜波电路105输出的斜波信号与参考电压104进行比 较，并且输出比较结果。在状态3中，由于参考电压104比斜波信号高，所以比较电路107输出 低电平信号。当斜波信号变得比参考电压104高时，比较电路107输出高电 平信号。当比较电路107的输出信号成为高电平时，来自比较电路107的高电平 信号被输入到OR电路109a和OR电路109b的每一个的一个输入端。因此， 来自比较电路107的高电平信号和来自PWM/PFM切换电路110的低电平信
号被输入OR电路109b，因此，OR电路109b的输出信号118成为高电平。 即，高电平的选择输入信号被输入到多路器106的选择输入端。由于OR电路109a输出信号117—直处于高电平，所以由NOR电路109c、 109d构成的锁存触发器块的输出信号119一直处于低电平。因此，低电平的输出信号119被输入到NOR电路109e的一个输入端， 并且作为输出信号118的反相信号的输出信号120被输入到NOR电路109e 的另一个输入端。结果，NOR电路109e的输出信号(即控制信号114)成为高电平。当控 制信号114成为高电平时，开关晶体管111截止，开关调节器100转为状态4， 如图3B所示。在状态4中，由于开关晶体管111截止，所以电感器112的电感器电流 Ilx降低，并且电荷从用作平滑电路的输出电容器113中移走，因此，开关调 节器100的输出电压Vo降低。由于这个原因，来自误差放大电路103的输出 电压增加。此外，由于控制信号114在高电平，所以斜波电路105输出偏置 电压。此外，由于多路器106的选择输入信号在高电平，所以多路器106输 出来自误差放大电路103的输出电压。比较电路107将从斜波电路105输出的偏置电压与来自误差放大电路103 的输出信号进行比较。在此，由于来自误差放大电路103的输出信号低于从 斜波电路105输出的偏置电压，所以比较电路107输出高电平信号。在状态4中，当来自误差放大电路103的输出信号变得比从斜波电路105 中输出的偏置电压高时，比较电路107输出低电平信号。当比较电路107的输出信号成为低电平时，来自比较电路107的低电平 信号被输入到OR电路109a和OR电路109b的每一个的一个输入端。在此， 来自比较电路107的低电平信号和来自PWM/PFM切换电路110的低电平信 号被输入到OR电路10%,结果，OR电路109b的输出信号118成为低电平。 即，多路器106的选择输入信号再次成为低电平。由于OR电路109a的输出信号117 —直处于高电平，所以由NOR电路 109c、 109d构成的锁存触发器块的输出信号119一直处于低电平。因此，低 电平的输出信号119被输入到NOR电路109e的一个输入端，并且通过由反 相器电路109g将低电平的输出信号118反相而获得的高电平的输出信号120 被输入到NOR电路109e的另 一个输入端。
结果，NOR电路109e的输出信号(即控制信号114)成为高电平。当控 制信号114成为高电平时，开关晶体管lll截止，开关调节器100再次转为 状态3,如图3B所示。以这种方式，开关调节器100重复地从状态3转换到状态4,并且从状 态4转换到状态3。如上所述，在本实施例中，在PFM控制模式中，当开关晶体管lll截止 时，多路器106输出参考电压104，当开关晶体管111导通时，多路器106 输出来自误差放大电路103的输出电压。在本实施例中，在PFM控制模式中，由于逻辑电路109的结构，所以比 较电路107的输出信号、控制信号114以及多路器106的选择输入信号具有 相同的逻辑电势。由于上述结构，在本实施例的开关调节器100中，误差放大电路103和 比较电路107均可以在PFM控制模式和PMM控制模式二者中使用。由此， 可以防止由于不同电路元件的偏置电压的差而导致的输出电压的变化。此外， 通过在PFM控制模式和PMM控制模式两者中使用误差放大电路103和比较 电路107，可以防止电路数量的增加，并且这减少了开关调节器的功耗。此外，由于在PFM控制模式中没有使用振荡电路108,所以可以在PFM 控制模式中停止使用振荡电路108，这可以进一步地减少功耗。在这种情况下，优选地，振荡电路108具有启动信号输入端，其接收启 动信号以启动振荡电路108的工作。此启动信号输入端可以被连接到 PWM/PFM切换电路110的输出端，并且PWM/PFM切换电路110的输出端 可以用作振荡电路108的启动信号。例如，在PWM控制模式中，由于PWM/PFM切换电路110的输出端处 于高电平，所以用于启动振荡电路108的工作的该高电平的启动信号被输入 到启动信号输入端。在PFM控制模式中，由于PWM/PFM切换电路110的输 出端处于低电平，所以该低电平的启动信号被输入到启动信号输入端以禁止 振荡电^各108工作。利用上述结构，可以进一步地减少开关调节器IOO的功耗。第二实施例图4是示出根据本发明第二实施例的开关调节器200的框图。
在图4中示出的开关调节器200与在图1中示出的开关调节器100的不 同之处在于其还提供有延迟电路210。在下面的描述中，用于相同的附图标记表示与先前描述的相同的元件， 并且省略重复的描述。下面描述延迟电路210。延迟电路210设置在逻辑电路109和PWM/PFM切换电路110之间，并 且当工作模式从PWM控制模式切换到PFM控制模式或从PFM控制模式切 换到PWM控制模式时工作。延迟电路210包括反相器电路211、 NOR电路212、 NAND(与非)电 3各213和计l史器214、 215。NOR电路212输出PWM/PFM切换电路110的输出信号和反相的控制信 号114的逻辑和。NOR电路212的输出信号成为计数器214的时钟输入信号， 并且PWM/PFM切换电路110的输出信号成为计数器214的重置信号。此外， 计数器214的输出信号成为计数器215的重置信号。NAND电路213输出PWM/PFM切换电路110的输出信号和通过由反相 电路211将控制信号114反相而获得的信号的逻辑AND (与)。NAND电路 213的输出信号成为计数器215的时钟输入信号，用作延迟电路210的输出 信号216的计数器215的输出信号被输入到逻辑电路109。具体地，输出信 号216被施加到逻辑电路109中所包括的OR电路109b和反相器电路109f 的输入端。在本实施例中， 一旦在输入了一定数量的时钟信号之后计数器214、 215 的重置信号被去除，即计数器214、 215的重置条件被释放，则计数器214、 215就连续地输出高电平信号，直到计数器214、 215被再次重置。在本实施例中，开关调节器200在PWM控制模式和PFM控制模式中的 工作与在第一实施例中开关调节器100的工作类似，这里省略其说明。下面参考图5A至图5F以及图6A至图6F,描述当开关调节器200的工 作模式从PWM控制模式切换到PFM控制模式、或从PFM控制模式切换到 PWM控制模式时开关调节器200的工作。图5A至图5F是示出当开关调节器200的工作模式从PWM控制模式切 换到PFM控制模式时开关调节器200的工作的波形图。具体地，图5A示出了误差放大电路103的输出信号、参考电压104、斜
波电路105的输出信号以及多路器106的输出信号；图5B示出了电感器电流 Ilx;图5C示出了振荡电路108的输出信号；图5D示出了来自逻辑电路109 的控制信号114;图5E示出了 PWM/PFM切换电路110的输出信号；图5F 示出了来自延迟电路210的输出信号216。在图5A中，误差放大电路103的输出信号由实线表示，参考电压104 由点划线表示，斜波电路105的输出信号由细虚线表示，多^各器106的输出 信号由粗虚线表示。首先，在如图5F所示的状态A中，由于电感器电流不具有零值，即开 关调节器200处于电感器电流连续模式中，所以开关调节器200的工作模式 是PWM控制模式，并且PWM/PFM切换电路110的输出信号在高电平。因此，高电平信号输入到计数器214的重置输入端以将计数器214重置。 此外，由于PWM/PFM切换电路110的输出信号在高电平，所以NAND电路 213的输出信号一直在高电平，因此，在PWM控制模式中，计数器215的输 出信号、即延迟电路210的输出信号216—直在高电平。结果，高电平信号 被一直输入到逻辑电路109，并且开关调节器200工作在PWM控制模式中， 如在前面的实施例中所述。接下来，在如图5F所示的状态B中，由于电感器电流具有零值，即开 关调节器200处于电感器电流间断模式中，所以PWM/PFM切换电路110检 测到电感器电流间断模式，并且开关调节器200将工作模式从PWM控制模 式切换到PFM控制模式。结果，PWM/PFM切换电路110的输出信号从高电 平变为低电平。因为电感器电流间断模式对应于其中开关晶体管111截止的状态，并且 电感器112的电感器电流Ilx降低，所以当PWM/PFM切换电路110检测到 电感器电流间断模式时，控制信号114处于高电平。因此，当开关调节器200的工作模式从PWM控制模式切换到PFM控制 模式时，高电平的控制信号114和PWM/PFM切换电路110的低电平的输出 信号被输入到NOR电路212。当高电平信号输入到计数器214的时钟输入端 时，计数器214开始计数。此刻，PWM/PFM切换电路110的输出信号和由反相器电路211反相的 控制信号114输入到NAND电路213中，NAND电路213的输出信号成为高 电平。该高电平信号输入到计数器215的时钟输入端，这样计数器215的输
出信号、即延迟电路210的输出信号216保持在高电平。如图5F所示的状态C对应于计数器214完成计数的状态。在状态C中， 当计数器214完成计数时，计数器214的输出信号成为高电平。此高电平信 号被输入到计数器215的输入端以将计数器215重置。这样，计数器215的 输出信号、即延迟电路210的输出信号216成为低电平。当延迟电路210的输出信号216成为低电平时，该低电平信号输入到逻 辑电路109,并且开关调节器200工作在PFM控制模式中，如前面的实施例 中所述。以这种方式，由于延迟电路210,因此当开关调节器200的工作模式从 PWM控制模式切换到PFM控制模式时，在PWM/PFM切换电路110检测到 电感器电流间断模式之后，PWM/PFM切换电路110的输出信号被延迟预设 的时间段。然后，开关调节器200工作在PWM控制模式中一定的时间段， 并且在低工作负载状态成为稳定状态后，开关调节器200的工作模式切换到 PFM控制模式。已知当开关调节器200的工作模式从PWM控制模式切换到PFM控制模 式时，在输出电压上发生瞬变现象(transient phenomena)和紋波，并且该瞬 变现象可以暂时导致低工作负载状态。因此，在暂时性的低工作负载状态中， 可能发生电感器电流间断模式；如果检测到此电感器电流间断模式，则停止 振荡电路108;这样，当再次发生电感器电流连续模式时，必须重新启动振 荡电路108,此过程通常比较费时，并且这会导致响应延迟。在本实施例中，由于延迟电路210,所以是在开关调节器200的状态变 为普通状态之后才进行工作模式的切换，因此，开关调节器200的状态不受 上述暂时性状态改变的影响。在本实施例中，当开关调节器200的工作模式从PWM控制模式切换到 PFM控制模式时，优选地，将PFM控制模式中的开启状态时间间隔设置得 比在PWM控制模式中的开启状态时间间隔大。具体地，如图5D和图5F所 示，在状态B中的时间段T1比在状态C中的时间段T2短。可以通过参考电压104的电压和由斜波电路105生成的斜波信号的斜率 来确定PFM控制模式中的开启状态时间间隔。例如在本实施例中，参考电压 104的电压是给定
已知当基于电感器电流间断模式的检测而将开关调节器200的工作模式从PWM控制模式切换到PFM控制模式时，在切换所述工作模式时，可能重 复地发生从PWM控制模式到PFM控制模式或从PFM控制模式到PWM控 制模式的切换。为了解决这个问题，如在本实施例中，如果将在PFM控制模式中的开启 状态时间间隔设置得比PWM控制模式中的开启状态时间间隔足够长，则当 开关调节器200的工作模式从PWM控制模式切换到PFM控制模式时，用于 切换该开关调节器200的时间段(开启状态时间间隔)较长，并且通过仅切 换一次而将相对较大的电感器电流Ilx导入到输出侧。由此，输出电压增加， 并且误差放大电路103的输出电压可以大大地降低，这样，在转换到PFM控 制模式期间，可以减少计数器215的计数操作的数量，并且可以防止开关调 节器200的工作模式返回到PWM控制模式。此外，当开关调节器200的工作模式从PWM控制模式切换到PFM控制 模式时，可以通过较小的占空步长(duty step )来执行电感器电流的控制操作， 而不是较长的开启状态间隔内的控制操作。由此，在开关调节器200的工作 模式从PWM控制模式切换到PFM控制模式之后，虽然被发送到输出侧的平 均电感器电流Ilx的幅值没有改变，但是不会发生电感器电流间断模式，并 且可以持续地获得电感器电流连续模式。以这种方式，通过调整在PFM控制模式和PMM控制模式中的开启状态 时间间隔，可以在切换工作模式时防止PWM控制模式和PFM控制模式的不 必要的重复切换，并且能够使得切换操作滞后。此外，在如图5F所示的状态C中，在开关调节器200的工作模式从PWM 控制模式切换到PFM控制模式之后，误差放大电路103的输出电压立即或多 或少地增加，如图5A所示。由于这个原因，开关调节器200的关断(OFF) 状态时间间隔变短，电感器电流Ilx增大，并且电感器电流Ilx暂时性地变得 持续(即处于电感器电流连续模式中)，如在图5F中所示的时间段T3中的图 5B所示。当检测到电感器电流连续模式时，PWM/PFM切换电路110输出高 电平信号以将开关调节器200的工作模式切换到PWM控制模式。随后，计数器214被重置，并且时钟信号被输入到计数器215的时钟输 入端，由此，计数器215开始计数。由于在时间段T3中开关调节器200处于 PFM控制模式中，并且由于足够长的开启状态时间间隔，所以输出较大的电
感器电流I1X。由于这个原因，在计数器215完成计数之前，电感器电流Ilx再次返回到零，导致电感器电流间断模式。PWM/PFM切换电路110检测到 电感器电流间断模式，并且再次将输出信号改变到低电平；由此，在延迟电 路210的延迟时间消逝之前，延迟电路210的输出信号216再次变为低电平。 因此，在状态C中延迟电路210的输出信号216保持在低电平，并且不会发 生切换到PWM控制模式。
如上所述，根据本实施例的延迟电路210,即使在开关调节器200的工 作模式从PWM控制模式切换到PFM控制模式之后电感器电流Ilx立即变成 电感器电流连续模式，也可以防止重复切换到PWM控制模式。
接下来，参考图6A至图6F，描述当开关调节器200的工作模式从PFM 控制模式切换到PWM控制模式时开关调节器200的工作。图6A至图6F是示出当开关调节器200的工作模式从PFM控制模式切 换到PWM控制模式时开关调节器200的工作的波形图。具体地，图6A示出了误差放大电路103的输出信号、参考电压104、斜 波电路105的输出信号以及多路器106的输出信号；图6B示出了电感器电流 Ilx;图6C示出了振荡电路108的输出信号；图6D示出了来自逻辑电路109 的控制信号114;图6E示出了 PWM/PFM切换电路110的输出信号；图6F 示出了来自延迟电路210的输出信号216。
在图6A中，误差放大电路103的输出信号由实线表示，参考电压104 由点划线表示，斜波电路105的输出信号由细虚线表示，多路器106的输出 信号由粗虚线表示。首先，在如图6F所示的状态D中，开关调节器200工作在PFM控制模 式中，PWM/PFM切换电路110的输出信号处于低电平，并且延迟电路210 的输出信号216处于低电平。在如图6F所示的状态E中，由于电感器电流不具有零值，即开关调节器 200处于电感器电流连续模式中，所以PWM/PFM切换电路110检测到电感 器电流连续模式，并且开关调节器200的工作模式从PFM控制模式切换到 PWM控制模式。结果，PWM/PFM切换电路110的输出信号从低电平变为高 电平。当开关调节器200的工作模式切换到PWM控制模式时，计数器214的 重置输入信号成为高电平，计数器214被重置。当计数器214被重置时，来
自计数器214的输出信号从高电平变为低电平，从而释放计数器215的重置条件。在本实施例中，在计数器214、 215的重置条件被释放后，在输入一定数 量的时钟信号之后，计数器214、 215持续地输出高电平信号，直到计数器 214、 215被再次重置。因此，在状态E中输入一定数量的时钟信号之后，计 数器215输出高电平信号。即，延迟电路210的输出信号216成为高电平， 并且导致转换到状态F。在状态F中，高电平信号输入到逻辑电路109，并且开关调节器200开 始工作在PWM控制模式，如在前面的实施例中所述。在此注意，所述"时钟信号"意味着反相的控制信号114。以这种方式，由于延迟电路210,所以当开关调节器200的工作模式从 PFM控制模式切换到PWM控制模式时，在PWM/PFM切换电路110检测到 电感器电流连续模式之后，PWM/PFM切换电路110的输出信号被延迟预设 的时间段。然后，开关调节器200工作在PFM控制模式一定时间段，并且在 低工作负载状态变成稳定状态之后，开关调节器200的工作模式切换到PWM 控制模式。在本实施例中，在PWM控制模式中，由于重复切换操作较短的开启状 态时间间隔，所以与较长周期的切换操作相比，可以减少输出电压上的紋波。在本实施例中，当开关调节器200的工作模式从PWM控制模式切换到 PFM控制模式时，优选地，将延迟电路210的延迟时间指定为下述的值其 能够防止由于输出电压的变化所导致的开关调节器200的工作模式的不必要 的重复切换，例如由于负载瞬变而导致的输出电压的振荡产生的声音 (ringing )。然而，当开关调节器200的工作模式从PFM控制模式切换到PWM控制 模式时，优选地，将延迟电路210的延迟时间指定为下述的值即其不影响 到PWM控制模式的转换。根据本实施例，在本实施例的开关调节器200中，误差放大电路103和 比较电路107能够-故用在PFM控制才莫式和PWM控制才莫式二者中。由此，可 以防止由于不同的电路元件的偏置电压的差而导致的输出电压的变化。此外， 通过在PFM控制模式和PWM控制模式中使用误差放大电路103和比较电路 107，可以防止电路数量的增加，并且这减少了开关调节器的功耗。
进一步地，由于在PFM控制模式中没有使用振荡电路108,所以可以在 PFM控制模式中停止使用振荡电路108 ，这可以进一步地减少功耗。此外，由于延迟电路210，可以防止在工作模式切换之后立即出现的不 稳定工作，并且可以在工作变得稳定之后执行工作模式的切换。此外，通过将在PFM控制模式中的开启状态时间间隔设置得比在PWM 控制模式中的开启状态时间间隔长，可以防止从PWM控制模式到PFM控制 模式或从PFM控制模式到PWM控制模式的不必要的重复切换，并且这使得 切换操作滞后。本发明可应用于在PWM控制模式和PFM控制模式中工作的开关调节器。虽然为了说明的目的而参考所选择的特定实施例描述了本发明，但是应 该理解，本发明并不局限于这些实施例，而且在不背离本发明的基本构思和 范围的情况下，本领域技术人员可以对其做出多种修改。对相关申请的交叉引用本专利申请基于2006年3月23日提交的日本在先专利申请 No.2006-081520，其全部内容通过参照而被合并于此。
权利要求
1.一种工作在PWM控制模式和PFM控制模式中的一个模式中的开关调节器，包括切换单元，其执行在所述PWM控制模式和PFM控制模式之间的切换；误差放大电路，其放大在与输出电压成比例的电压和第一参考电压之间的误差电压；斜波电路，其生成斜波信号；参考电压生成电路，其生成用于确定在PFM控制模式中的开启状态的时间间隔的第二参考电压；多路器，其输出第二参考电压和来自误差放大电路的输出电压中的一个比较电路，其比较来自斜波电路的输出电压和来自多路器的输出电压；以及振荡电路，其确定在PWM控制模式中的开启状态的定时。
2. 根据权利要求1所述的开关调节器，其中，在所述PFM控制模式中 开启状态的时间间隔比在所述PWM控制才莫式中的开启状态的时间间隔大。
3. 根据权利要求2所述的开关调节器，其中，通过所述第二参考电压和 所述斜波信号的斜率中的至少一个来确定在所述PFM控制模式中的开启状 态的时间间隔。
4. 根据权利要求1所述的开关调节器，其中，在所述PFM控制模式中 停止所述振荡电路。
5. 根据权利要求1所述的开关调节器，还包括延迟电路，其将来自所述切换单元的输出信号延迟预定的时间段。
6. 根据权利要求5所述的开关调节器，其中，所述开关调节器在预定的 时间段内反复地执行预定数量的切换操作。
全文摘要
公开了一种开关调节器，其能够以较低功耗工作并且能够防止输出电压的变化。该开关调节器工作在PWM控制模式和PFM控制模式中，并且包括切换单元；误差放大电路，用于放大在输出电压和第一参考电压之间的误差电压，斜波电路，生成斜波信号；参考电压生成电路，生成用于确定在PFM控制模式中的开启状态时间间隔的第二参考电压；多路器，输出第二参考电压和来自误差放大电路的输出电压中的一个；比较电路，比较来自斜波电路的输出电压和来自多路器的输出电压；以及振荡电路，用于确定在PWM控制模式中的开启状态的定时。
文档编号H02M3/04GK101119067SQ200710129248
公开日2008年2月6日 申请日期2007年3月23日 优先权日2006年3月23日
发明者相马将太郎 申请人:株式会社理光