Dc无电刷电动机的控制装置的制作方法

专利名称：Dc无电刷电动机的控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及DC无电刷电动机的控制装置。
背景技术：
以往，作为在无传感器DC无电刷电动机等的电动机运转区域中不存 在空白区域，或在整个转速区域中能稳定运转的变频控制系统的提供方 法，变频控制系统包括具备具有多个磁极的转子的电动机；为了驱动电 动机，而根据驱动信号对该电动机施加变频输出电压的变频装置；检测电 动机的磁极位置的磁极位置检测电路；根据磁极位置和所定的载波频率， 生成驱动信号，并向变频装置传送的变频控制装置，在该变频控制系统中， 提出当所定的载波频率变为变频输出电压频率的整数倍时，将该所定的载 波频率变更为其他载波频率，以生成所述驱动信号的变频控制装置；或在 根据磁极位置运算出的电动机的转速与所定的载波频率成所定比例时，将 所定的载波频率变更为根据所定比例而设定的其他频率，以生成驱动信号 的变频控制装置的方案。并且，也提出一种控制方法的方案，其特征在于， 从所定的载波频率和变频输出电压的整数倍一致的状态，转移到所定的载 波频率和变频输出电压的整数倍不一致的状态时，将所定的载波频率变更 为根据该状态而设定的其他载波频率，以生成驱动信号(例如，参照专利 文献l)。
另外，作为为了抑制振动、噪音而选定适当的载波频率的方法，提出 一种控制方法的方案，其特征在于预先选定载波频率，用实验求出相对 转速的最佳载波频率特性，在PWM载波频率转换电路内进行数据库化并
保存。根据表示载波频率控制模式一例的图，设定为在比较低的转速区 域中增大载波频率，在其以外的转速区域内减小载波频率。另外，根据表 示载波频率的控制模式的另一例，则为增大低转速区域的载波频率并保持 恒定，随着变为其以外的高转速区域，直线地降低载波频率的例子；或在
低转速区域中增大载波频率，随着转速的增加，阶段性地降低载波频率的 例子，这些控制模式都是作为通过使转速和载波频率一致而防止共振的方
法，从而被提出的(例如参照专利文献2)。
(专利文献l)
特开2002—101684号公报(0015
0024、图1)
(专利文献2)
特开2001 — 186787号公报(0052
0054、图1) 在特开2002-101684号公报的方式中，其特征在于，在载波频率变为 电动机转速或变频输出电压频率的所定比例时，将所定的载波频率变更为 根据所定比例而设定的其他载波频率，以生成驱动信号，但是，由于变频 电压的频率变为所定比例时的转速和共振时的转速没有界限，故导致噪音 的增大。另外，对于所定的比例，只是成为整数倍，由于没有涉及其数学 式或数值的根据，所以，在最佳地设计电动机转速和载波频率方面，其公 开是不够充分的。
在特开2001-186787号公报的方式中，利用实验的方法求出相对转速 的最佳载波频率特性的发明，但是，存在相对转速的最佳载波频率特性不 明确的问题。另外，根据载波频率控制模式的例子，示出在电动机转速为 低速的区域中，增大载波频率，随着转速的增加，减小载波频率的例子， 但是在电动机转速为比较高速的区域中，利用低速设备时，位置检测精度 恶化，控制变为不稳定，故必须用高价的高速设备。还有，由于在电动机 转速为比较低速的区域中增大载波频率大，故导致变频效率的恶化、噪音 增大的问题。

发明内容
本发明为了解决上述的问题，其目的在于，对成为DC无电刷电动机 不稳定因素的转速与载波频率的关系，明确其机理，通过将成为不稳定因
素的转速和载波频率数学公式化，从而即使在利用低速设备时，也容易实 现在转速的全区域中稳定运转。
首先，结合图1 图6，研究上述问题的机理。图1是DC无电刷电
动机的基本驱动控制框图，其由DC无电刷电动机11;包括开关元件， 并利用该开关元件的开闭，根据PWM信号将直流电压变换为交流电压之 后，供给到DC无电刷电动机11的直流交流变换机构12;检测DC无电
刷电动机11的感应电压的感应电压检测机构13;根据感应电压检测机构 13所输出的磁极位置信息，输出电压波形的电压控制机构14;和根据电
压控制机构14的输出，生成PWM信号的PWM控制机构15构成。
DC无电刷电动机11包括具有多个磁极的转子；和相对该转子生成
磁场的多个定子绕组，感应电压检测机构13获取由DC无电刷电动机11
转子的转动而在定子绕组上产生的感应电压，将根据其感应电压的变化即 转子的磁极位置变化而获得的磁极位置信息和转速信息输出到电压控制
机构14。 PWM控制机构15根据由电压控制机构14输出的电压波形的输 出，向直流交流变换机构12输出PWM信号，从而由生成的交流电压来 控制DC无电刷电动机ll。
在这里，已知该PWM信号的载波频率(以下称载波频率)对DC 无电刷电动机11的感应电压波形有影响，对DC无电刷电动机11的转子 的磁极位置检测精度也有影响。特别是，若在具有n个磁极的DC无电刷 电动机11的转速f m (以下称转速)与载波频率f c中，禾口 f m =f cX2/ (3，n m) (m为自然数)一致，即转速变为和载波频率同步的转速(以 下称同步转速)，则即使提高或降低PWM信号的DUTY,也会发生不 会进行PWM驱动信号的转换，且转速不提高或不降低的现象。结果，在 超过同步转速时，在PWM信号的DUTY大的状态下或小的状态下进行 PWM信号的转换，故转速急剧上升或急剧下降，从而发生DC无电刷电 动机11的转速控制不稳定的现象。
在图2中表示进行上下支路PWM交替中断时同步转速中的动作，图 4中表示进行上支路PWM交替中断时同步转速中的动作。在图2的最初 的电角60°区间21中，A、 B、 C、 D、 E表示感应电压波形，T0、 Tl、 T2、 T3、 T4、 T5、 Ta、 Tb、 Tc、 Td、 Te表示日寸间，其中，Ta、 Tb、 Tc、
Td、 Te表示与作为直流电压16的半电压的VDC/2交叉的时间(以下称零 交叉点)，小a、 (j)2、何、小e表示相位角。另外，在下一电角60。区间22 中也同样，A' 、 B' 、 C' 、 D' 、 E'表示感应电压波形，TO' 、 Tl'、 T2' 、 T3' 、 T4' 、 T5' 、 Ta' 、 Tb( 、 Tc' 、 Td' 、 Te'表示时间， 其中，TV 、 Tb' 、 Tc' 、 Td' 、 Te'表示与作为直流电压16的半电压 的VDC/2交叉的时间(以下称零交叉点)，(j) a'、小2' 、 fi'、小e'表 示相位角。
下面，结合图2说明在上下支路PWM交替中断、且f m =f cX2/ (3*n*m) (m为自然数)中，m为奇数时的动作。由于m为奇数时， 其动作相同，故在这里只特别说明m二5的情形。在这里，上支路PWM信 号23和下支路PWM信号24是通过比较从电压控制机构14输出的指示电 压25和载波信号26而生成的。在最初的电角60。区间21中，感应电压波 形E的零交叉点为时间Te，到相位转换为止，相位角被设定为(()e。在下一 电角60°区间22中，感应电压波形E'的零交叉点为时间Te'，到相位 转换为止，相位角被设定为())e'。在这里，在控制算法上，^= (j)e'。
在这里，由于DC无电刷电动机11'的负荷变动等，从感应电压波形E 变为感应电压波形D时，在最初的电角60。区间21中，零交叉点变为时 间Td、相位角变为())d。在下一电角60°区间22中也同样，感应电压波形 变为D'、零交叉点变为时间Td'、相位角变为(M' ， <()d= fi'，由于 相位转换时间T5和T5'随着感应电压波形而变化，故没有控制上的问题。 这是在感应电压检测可能区域a27中，存在感应电压波形D、感应电压波 形E、感应电压波形D'、感应电压波形E'的零交叉点的情形。
另一方面，在为感应电压波形B、感应电压波形C时，最初的电角 60°区间21的零交叉点为原来时间Tb、 Tc，但是，由于零交叉点不在 感应电压检测可能区域a27中，故将零交叉点推定为时间T2。 一般地， 多为T2二 (Tl+T3) /2， T3—T2=T2—T1。这样，即使在零交叉点位于 感应电压检测可能区域a27以外区域时，或在由于电动机负荷变动，而从 感应电压波形C变动为感应电压波形'B时，或者在感应电压波形B变动 为感应电压波形C时，也将零交叉点推定为T2，和原来的感应电压波形 没有关系，设定为相位角(f)2。
在下一电角60。区间22中同样，相位角变为(()2 = (|)2'。从而，即使 感应电压波形变动，最初的电角60。区间21和下一电角60。区间22的 时间也不变。此时，从感应电压波形C变为感应电压波形B时的电动机变 为过励磁状态，从感应电压波形B变为感应电压波形C时的电动机变为弱 励磁状态。在过励磁状态下，感应电压波形相对相电流波形变为超前相位， 在弱励磁状态下，感应电压波形相对相电流波形变为滞后相位，这些情况 下，导致相电流的峰值电流、振动、噪音增大。另外，陷入这种同步转速 时，为了提高转速，即使提高指示电压25，如果零交叉点位于感应电压检 测可能区域a27以外的区域内，则转速也不会提高。另外，在更进入过励 磁状态，感应电压波形B变为感应电压波形A时，或提高指示电压25而 变为Tb〈-Tl时，在零交叉点的时间Ta中，相位角变为小a二(j)2，转速急 剧上升5 10Hz，从而噪音、振动增大。
另一方面，在更进入弱磁场状态，且感应电压波形C变为感应电压波 形D时，或降低指示电压25而成为Tc^T3时，在零交叉点的时间Td 中，相位角变为(^=小2，转速急剧下降5 10Hz，从而噪音、振动增大。 在这里，转速提高时的波动量Afmu可以利用电动机的转速fm、载波频 率f c和作为PWM信号接通时的时间比率的DUTY时间的三个参数，表
示为
△ fmu=2/{2/fm — 3'n' (1—DUTY) /fc} —fm。电动机转速降
低时也同样，可以表示为
△ fmd=fm —2/{2/fm+3 n(1—DUTY) /fc}。
(其中假设相位角小在最初的电角60°区间21和下一电角60°区 间22中相等。)
在图3中表示波动量与载波频率的关系。如图3所示，表示为了将提 高或降低时的波动量Afmu、 Afmd抑制在所定的范围AfmuO、 Afmd O以内，载波频率有必要为fcO或其以上。这样，在上下支路PWM交替 中断中，m为奇数时的同步转速特别称为强共振点。
在上支路PWM中断或在下支路PWM中断中，在fm二fcX2/(3 ti m) (m为自然数)中，m为偶数时，发生上述现象，此时的同步转速特别称 为强共振点。在图4中，虽然只表示m二6的上支路PWM中断的情形，
但是，只要在m为偶数时，为上支路PWM中断或下支路PWM中断，其 动作就完全相同。另外，由于上下支路PWM交替中断中的符号与动作相 同，故省略其说明。
并且，在DC无电刷电动机11的高转速区域中，感应电压的零交叉 点隐藏在变频输出电压区域内，从而有时不能检测。特别是在fm二fcX2/ (3 n k) (k为自然数)中的k〈 5时，控制陷入不稳定的状态，发生 失调现象。
在图5中表示上下支路PWM交替中断的情况下感应电压检测可能区 域a27窄的以往例，在图6中表示上支路PWM交替中断的情况下的感应 电压检测可能区域a27窄的以往例。图5中表示上下支路PWM交替中断、 且fm二fcX2/ (3 *n.k) (k为自然数)中的k二4时的情形。相位转换 时间T5之后，在时间T0'的期间内，存在感应电压检测空白期间(以后 称空白期间28)。 '
在空白期间28中，虽然原来在时间T5中进行相位转换，转换为下支 路PWM中断，但实际上，相位转换后载波一个周期份继续上支路PWM 中断。在一般的微型计算机中，空白期间28为载波频率的一个周期份。 因此，感应电压检测可能区域a27从时间Tl'变为T3'，作为期间，2a 窄，不能正确地检测磁极位置，故控制陷入不稳定，发生失调现象。在这 里，虽然说明了 f m=f cX2/ (3'n'.k)中k=0的情形，但是，只要k <5，就会由于感应电压检测可能区域a27的期间不满3a，而无法进行正
确的磁极位置检测。
即使上支路PWM中断或下支路PWM中断中，在fm二fcX2/(3 "n k) (k为自然数)中k〈5时，也会发生上述的现象。在图6中，虽然表示了 k二4的上支路PWM中断的情形，但是，只要k〈5，和上下支路PWM交 替中断中同样，感应电压检测可能区域a27的期间，在电角60°区间为 2a，狭窄，故不能进行正确的磁极位i检测。
因此在以往，为了提高最高转速，使载波频率fc适应fmmax，在f m 二fcX2/ (3 (k为自然数)中，有必要将k设定得高，以使k
>5 。可是在这种情况下，电动机转速为低速时，不仅导致变频效率的降 低和噪音的增大，还存在不得不使用高成本的高速设备的问题。
因此，为了解决上述问题，如图7所示，本发明的DC无电刷电动机 的控制装置包括具有n个磁极的DC无电刷电动机ll;包含开关元件， 并利用开关元件的开闭，根据PWM信号将直流电压16变换为交流电压 之后，供给到DC无电刷电动机11的直流交流变换机构12;检测DC无
电刷电动机11的感应电压的感应电压检测机构13;根据从感应电压检测 机构13输出的磁极位置信息，输出电压波形的电压控制机构14;为了转
换载波频率7，而预先设定的载波频率转换表71;转换载波频率7的载波 频率转换机构72;和根据电压控制机构14和载波频率转换机构72的输出， 生成PWM信号的PWM控制机构15。并且，根据由感应电压检测机构13 得到的转速信息和以所定条件预先设定在载波频率转换表71内的表格内 容，转换载波频率7的装置。


图1是DC无电刷电动机的基本驱动控制框图。
图2是在上下支路PWM交替中断时，转速与载波频率同步的例子(m 二5)。
图3是表示电动机转速的波动量与载波频率关系的曲线。 图4是在上支路PWM中断时，转速与载波频率同步的例子(111 = 6)。 图5是在上下支路PWM交替中断时，感应电压检测可能区域窄的例 子(k=4)。
图6是在上支路PWM中断时，感应电压检测可能区域窄的例子(k =4)。
图7是实施方式1所记载的DC无电刷电动机的驱动控制框图。 图8是实施方式1所记载的DC无电刷电动机的载波频率转换表。 图9是在上下支路PWM交替中断时的实施例(m=k=6)。 图IO是在上支路PWM中断时的实施例(m=k=5)。 图中ll一DC无电刷电动机，12 —直流交流变换机构，13 —感应电 压检测机构，14一电压控制机构，15—PWM控制机构，16 —直流电压， 21 —最初的电角60。区间，22 —下一电角60°区间，23 —上支路PWM信 号，24 —下支路PWM信号，25 —指示电压，26 —载波信号，27 —感应电
压检测可能区域a， 28 —空白期间，71—载波频率转换表，72 —载波频率 转换机构，81 —第一载波频率fcl下的第一同步转速frl (fcl) ， 82 — 第二载波频率fc2下的第一同步转速frl (fc2) ， 83 —第一载波频率fc 1下的最高转速，84 —第二载波频率fc2下的最高转速。
发明的
具体实施例方式
本发明根据由感应电压检测机构13得到的转速信息和以所定条件预 先设定在载波频率转换表71内的表格内容，转换载波频率的。载波频率 转换表71设定转速和载波频率，以使转速fm和载波频率fc下的转速 f cx2/ (3.rvm) (m为自然数)不相等。特别是在上下支路PWM交替中 断时，m为奇数。特别是上支路PWM中断或下支路PMW中断时，m为 偶数。
另外，由于通过利用如上所述地设定过的载波频率转换表71，可以回 避同步转速，故可以将电动机转速提高或降低时的电动机转速波动量抑制 在所定范围内。并且，将载波频率转换表的各载波频率中的DC无电刷电 动机ll的最高转速设定为f m=f cX2/ (3*n*k) (k为自然数)或其 以下。特别是在上下支路PWM交替中断时，k>5。特别是在上支路PWM 中断或下支路PWM中断时，k>5。
下面，说明本发明的DC无电刷电动机控制方法的实施方式。而且， 本发明并未由该实施方式限定。
(实施方式1)
结合图7、图8说明实施方式1的DC无电刷电动机的控制方法。图 7是实施方式1的DC无电刷电动机的驱动控制框图。在图7中，DC无电 刷电动机的控制装置由具有n个磁极的DC无电刷电动机ll;包含开关 元件，利用该开关元件的开闭，根据PWM信号将直流电压16变换为交 流电压之后，供给到DC无电刷电动机11的直流交流变换机构12;检测 DC无电刷电动机11的感应电压的感应电压检测机构13;根据从感应电 压检测机构13输出的磁极位置信息，输出电压波形的电压控制机构14; 为了转换所述PWM信号的载波频率7，而预先设定完的载波频率转换表
71;转换载波频率7的载波频率转换机构72;和根据电压控制机构14和
载波频率转换机构72的输出，以生成PWM信号的PWM控制机构15。
图8表示以所定条件，在载波频率转换表71中设定完的表格内容的 一例。在图8中，fcl是第一载波频率，fc2是第二载波频率，fc3是第 三载波频率，fc4是第四载波频率，frl (fcl)是在第一载波频率fcl 中转速变为不稳定的第一同步转速81，可表示为
frl (fcl) = fclX2/ (3 .n'm) (m为自然数) 同样，frl (fc2)是第二载波频率fc2的第一同步转速82。另外， fmmax是第一载波频率fc 1中的最高转速83，可以表示为 fmmax (fcl) =fc 1 2/ (3 n k) (k为自然数) 同样，fmmax (fc2)是第二载波频率f c 2中的最高转速84。 下面，说明DC无电刷电动机11的控制动作。首先，检测DC无电刷 电动机11旋转时所产生的感应电压的感应电压检测机构13，向电压控制 机构14和载波频率转换机构72输出磁极位置信息和转速信息。PWM控 制机构15根据由电压控制机构14输出的电压波形和转换载波频率7的载 波频率转换机构72的输出，向直流交流变换机构12输出PWM信号。另 外，载波频率转换机构72根据从感应电压检测机构13输出的转速信息和 载波频率转换表71，选择预先设定的载波频率7并向PWM控制机构15 输出。
在这里，如图8所示，载波频率转换表71将转速区域分割为多个， 从转速f m 0到f m 1为第一转速区域，从转速f m 1到f m 2为第二转速 区域，从转速fm2到fm3为第三转速区域，从转速fm3到fm4为第 四转速区域，从转速fm4到fm5为第五转速区域；设定为DC无电刷 电动机11的转速在第一转速区域中，为了回避第一载波频率fc 1的第一 同步转速frl (fcl) (81)，而选择载波频率fc2;在第二转速区域中， 为了回避第二载波频率fc2的第一同步转速frl (fc2) (82)，而选择 载波频率fcl;在第三转速区域60中，为了回避第一载波频率fcl的最 高转速fmmax (fcl) (83)，而选择载波频率fc2。
另外，本控制应用在空调机的压缩机驱动用DC无电刷电动机时，对 转速fml和第一载波频率fcl的第一同步转速frl ( fcl) (81)，给
予Af二fml —frl ( fcl)的界限，通常Af二2 3Hz，对转速fm2和第 一载波频率fcl的最高转速fmmax( fcl) (83)，则给予Af' =fm2+ fmmax ( fcl)的界限，通常A f' 二 5 6Hz 。
因此，第一载波频率f c 1是根据如下的两个条件来设定的。 一个是由 同步转速来设定的fcl二 (fml—Af) X (3'n*m)/2 (m为自然数)， 另一个是由最高转速来设定的fc 1= (fm2+Af ) X (3*n*5)/2。 对第二载波频率也同样，fc2= (fml+Af) X (3 .n.m) /2 (m为自 然数)，fc2= (fm3+Af' ) X (3 n' 5) /2。由于第三、第四载波 频率也同样，故省略叙述。
另一方面，载波频率转换机构72，在将由感应电压检测机构13得到 的转速信息在第一转速区域中变更为第二载波频率f c 2;在第二转速区域 中变更为第一载波频率f c 1;在第三转速区域中变更为第二载波频率f c 2 之后，输出到PWM控制机构15，而使得直流交流变换机构12驱动。
另外，载波频率转换表71除了i述的转速区域和载波频率以外，还 设定如图8所示的多种模式的转速和载波频率，在转速和那些模式一致时， 载波频率转换机构72利用相对那些转速而预先设定在载波频率转换表71 中的载波频率，输出到PWM控制机构15，驱动直流交流变换机构12。
通过利用如上所述地设定载波频率转换表71，从而可以进行DC无电 刷电动机ll的控制，以使转速不会等于fm二fcX2/ (3'n'm) (m为 自然数)。另外，由于通过如上所述地设定载波频率转换表71，可以回避 同步转速，故可以将电动机转速上升或降低时的电动机转速得波动量抑制 在所定范围之内。另外，电动机转速上升或降低时的电动机转速得波动量 Afmu、 Afmd如前所述可以表示为<formula>formula see original document page 12</formula><formula>formula see original document page 12</formula>
具有图3所示的特性。
并且，可以进行DC无电刷电动机的控制，以使DC无电刷电动机ll 的最高转速为f m=f cX2/ (3 n k) (k为自然数)或其以下。
如上所说明得，根据实施方式1的DC无电刷电动机控制装置，通过 如上所述地设定载波频率转换表71，将成为DC无电刷电动机11得不稳
定因素的转速和载波频率的关系数学公式化，从而即使利用低速设备，也 可以容易地实现转速全范围内的稳定运转。
(实施方式2)
结合图7、图8、图9说明本发明的实施方式2。图7、图8和实施方 式1相同。图9是上下支路PWM交替中断的情形，虽然是在fm二fcX 2/(3*n'm) (m为自然数)中，m=6的情形，但是，只要m为偶数， 其动作就都相同。符号和现有例相同。
转速变为不稳定的同步转速分别存在于每一个载波频率中，同步转速 变为f r (f c) =f c 2/ (3 n m) (m为自然数)。特别是在上下支路 PWM交替中断时，如上述的发明所要解决的问题中所说明的，m为奇数 时变为强共振点，所以，在fm二fcX2/ (3 *n.m) (m为自然数)中， 回避m变为奇数的强共振点而通过设定载波频率转换表71 ，可以进行DC 无电刷电动机11的稳定的控制。
在这里，作为m为偶数时的一例，结合图9说明在f m二f c 2/(3 ti to) (m为自然数)中m二6的情形。由于在感应电压波形A、感应电压波形 D、感应电压波形E时和现有例相同，零交叉点位于感应电压检测可能区 域a27内，所以在控制上没有问题。
另一方面，在为感应电压波形B、感应电压波形C时，最初的电角 60°区间21中的零交叉点的原来时间是Tb、 Tc，但由于零交叉点位于 感应电压检测可能区域a27以外，故在这个区间中，将零交叉点推定为 T2。 一般地，多为T2= (Tl+T3) /2、 T3_T2 = T2—Tl。这样，在作 为零交叉点的时间Tb、 Tc存在于感应电压检测可能区域a27以外时，即 使在由于电动机负荷的变动而导致感应电压波形C变为感应电压波形B 的情况下，因为将零交叉点推定为时间T2，故和原来的感应电压波形没 有关系而将相位角设定为(j)2。
在下一电角60。区间22中也同样'，相位角设定为(()2' =*2，但是， 由于作为感应电压波形B'、感应电压波形C'的零交叉点的时间Tb'、 Tc'存在于感应电压检测可能区域a27内，所以，如图9所示，在下一电 角60°区间22中，通过将相位转换时间设定为相位角(()2'，从而自载波
频率和转速的同步中脱离。
另外，如上所述，由于通过设定载波频率转换表71，可以回避同步转 速，故可以将转速上升或下降时的波动量抑制在所定范围之内。
因此，PWM信号为上下PWM时，在fm二fc'2/ (3 n m) (m
为自然数)中，通过特别回避m变为奇数的强共振点来设定载波频率转换 表，从而即使在利用低速设备的情况下，也可以在转速全范围内容易地实 现稳定的运转。
(实施方式3)
结合图7、图8和图10说明本发明的实施方式3。图7、图8和实施 方式1相同。图10是表示上支路PWM中断时的动作，虽然是在f m =f c X2/ (3 n m) (m为自然数)中m=5的情形，但是，只要m为奇数， 其动作都相同。
在上支路PWM中断时，如上述的发明所要解决的问题中所说明的， 成为m为偶数时的强共振点，所以，在f m=f c 2/ (3 n m) (m为
自然数)中，通过特别回避成为m为偶数时的强共振点，设定载波频率转 换表，从而进行DC无电刷电动机的稳定控制。
另外，如上所述，由于通过设定载波频率转换表71，可以回避同步转 速，故可以将转速上升或下降时的波动量抑制在所定范围之内。在这里， 作为m为奇数时的一例，图10中示出m =5的情形，但由于其内容和实 施方式2相同，故省略说明。
(实施方式4)
结合图7、图8、图9说明本发明的实施方式4。图7、图8和实施方 式1相同。图9是上下支路PWM交替中断的情形，是在f m=f cX2/ (3 n k) .(k为自然数)中k二5的情形。
此时，感应电压检测可能区域a27从Tl'到T2'、从T3'到T4'， 扩大为4a，可以正确地进行磁极位置'的检测。但是，在k二5时，如发明 所要解决的问题中所说明的，相当于强共振点，所以，在上下支路PWM 交替中断时，在fm二fc.2/ (3 'n'k) (k为自然数)中，最高转速为k>5。
因此，在上下支路PWM交替中断时，在载波频率转换表71中，通 过在f m=f c 2/ (3 n k) (k为自然数)中将最高转速设定为k〉5, 确保感应电压检测可能区域a27，可以实现稳定的控制，同时如实施方式 l所示，通过将载波频率转换为fcl、 fc2，可以提高最高转速。
(实施方式5)
结合图7、图8和图10说明本发明的实施方式5。图7、图8和实 施方式5相同。图10是表示上支路PWM中断中，在fm二fcX2/(3 n
(k为自然数)中，k二5的情形。此时，感应电压检测可能区域a27从 Tl'到T3'、从T4'到T5'扩大为3a的期间，可以进行磁极位置的 检测。
因此，在上支路PWM中断时，在载波频率转换表71中，在fm二fc 2/ (3-n*k) (k为自然数)中，通过将最高转速设定为k>5，从而确保 感应电压检测可能区域a27，可以实现稳定的控制，同时，如实施方式1 所示，通过将载波频率转换为fcl、 fc2，可以提高最高转速。
(发明的效果)
如上所说明的，由于本发明在由感应电压检测机构所获得的转速达到 载波频率转换表中设定的转速时可以转换载波频率，故在DC无电刷电动 机的转速全范围内可以实现稳定的运转，同时，在控制上不需要高速设备， 故可以低价地提供本控制装置。
权利要求
1、一种DC无电刷电动机控制装置，其中包括直流交流变换机构，其包含开关元件，并利用开关元件的开闭，根据PWM信号将直流电压变换为交流电压之后，供给到具有n个磁极的DC无电刷电动机；感应电压检测机构，其检测所述DC无电刷电动机感应电压；电压控制机构，其根据所述感应电压检测机构所输出的感应位置信息，输出电压波形；载波频率转换表，其是为了转换所述PWM信号的载波频率而预先设定的；载波频率转换机构，转换所述载波频率；和PWM控制机构，根据电压控制机构和所述载波频率转换机构的输出，生成PWM信号，其特征在于，所述载波频率转换表具有以所定条件预先设定的表格内容，根据所述载波频率转换表，由所述载波频率转换机构来生成所述PWM信号，所述所定条件，是将所述DC无电刷电动机的转速和所述载波频率设定为使具有n个磁极的DC无电刷电动机的最高转速为PWM信号的载波频率的2/(3·n·k)倍或其以下，其中k为自然数。
2、 根据权利要求1所述的DC无电刷电动机控制装置，其特征在于， 在上下支路PWM交替中断时，所述自然数k， k〉5。
3、 根据权利要求1所述的DC无电刷电动机控制装置，其特征在于， 在上支路PWM中断或下支路PWM中断时，所述自然数k， k>5。
全文摘要
本发明的目的在于，对成为DC无电刷电动机不稳定因素的转速与载波频率的关系，明确其机理，提供一种通过将成为不稳定因素的转速和载波频率数学公式化，从而即使在利用低速设备时，也容易实现在转速的全区域中稳定运转的DC无电刷电动机控制装置。本发明根据电动机感应电压检测中所获得的转速信息和预先以所定条件而设定在载波频率转换表里的数据，转换载波频率。由此，可以以低价的低速设备来实现在DC无电刷电动机的运转区域内不存在空白区域，并能在转速全区域内稳定运转的控制。
文档编号H02P6/10GK101179249SQ20071016241
公开日2008年5月14日 申请日期2004年5月25日 优先权日2003年5月26日
发明者东光英, 谷祐二, 长谷川博基 申请人:松下电器产业株式会社