开关电源的制作方法

专利名称：开关电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及改善交流输入电流的功率因数的开关电源，
背景技术：
为了对交流电源进行整流《平滑而获得直流，虽然使用二极管电桥和 平滑电容器的构成最为单纯，但在这种构成中，输入电流只在电源电压的 峰值附近流通，即成为电容器输入型的整流电路，带来功率因数的下降或 输入高次谐波的增大。输入高次谐波的问题以国际标准来规定，需要基于
输入功率的对策。对于该动向，提出了各种称为功率因数改善(PFC: Power Fact or Correcti接通)变换器或高功率因数变换器的变换器。
这其中最普通的电路是称为PFC变换器的电路方式，这是将交流如下 处理构成的电路将线圈和幵关的串联电路连接于整流二极管电桥的正极 侧和负极侧之间，将升压二极管的阳极侧连接于线圈和开关的连接点，将 升压二极管的阴极侧连接于输出平滑电容器的高电压侧，连接输出平滑电 容器的低电压侧和二极管电桥的负极侧。
与此相对，最近，在家用电器制品或信息设备领域中，追求该PFC变 换器的低成本和高性能化的动向变得显著，进行着研究PFC变换器方式的努力。
作为该动向的一个例子，有"专利文献1"所示的技术。该提案通过 使用将PFC变换器称为H电桥的电路方式，降低PFC电路电压，由此， 即使不使用高耐压部件也可以提供良好的PFC电路。
专利文献l:日本特开2004—208389号公报
本发明要解决的问题为同时改善(1)开关电源的AC100V的效率 较低，(2)小型薄型化的阻碍的要因排除和(3)波形变形这3点，提供 小型薄型且高效率、低噪声的电源。
首先，在具有现有的升压形PFC变换器的开关电源中，从这3个观点 来叙述问题。在现有的PFC变换器中，关于(1)的效率，特别是由于在 AC100V输入时升压比较高，所以抱着效率较低的问题，寻求根本的解决。
关于(2)，由于在现有技术需要继电器，所以阻碍小型薄型化。这 是在电源投入时，在输出平滑电容器处于未被充电的状态下，为了防止向 输出平滑电容器的冲击电流，采用下述方法，即在升压变换器的前段配置 将继电器和初期充电电阻或热敏电阻并联的电路，使继电器为断开状态， 通过阻抗的较高的初期充电电阻或热敏电阻对输出平滑电容器进行初期 充电，初期充电完成后，使继电器为接通，降低输入阻抗，减少稳态损失 的方法。进而，由于出于确保电路的安全性的目的，在异常时阻断向PFC 变换器以后的功率，所以与初期充电所使用的继电器不同，设置电源接通 断开用的继电器的情况并不少见。因此，在主电路上串联安装配置有主电 流流动的2个继电器。但是，由于这些继电器不能面安装或以横向放平的 状态进行基板安装，所以在基板上的高度成为15 20mm程度，成为开关 电源的小型薄型化的阻碍要因。
对于(3)，在输入电流成为不连续波形的情况下，有波形变形变大 的问题。
接着，在上述的专利文献所记载的电路方式中，由于(1)的效率与 PFC变换器相比，可以降低输出平滑电容器的电压，所以可以降低升压比， 可以期待比升压形PFC变换器效率提高。但是，由于为不依赖于输入电压 的瞬时值和输出平滑电容器电压值的大小关系而始终同时地进行接通断 开动作，所以在使开关为断开，将在线圈积蓄的能量向输出平滑电容器恻 放出的模式下，总是切断输入电源，输入电流完全成为0，输入电流波形 变得不连续。因此，有从输入到输出的能量的传导效率较低，其结果，在 专利文献l的电路中，引起比起一般的升压形电路，每一次的开关的输入 电流量都会增加的结果，在电路效率的点上不利。输入电流波形总是不连 续对于(3)的波形变形也是使变形变大的原因。另外，在上述专利文献 中没有(2)的小型薄型化的相关的记载。

发明内容
为了解决上述问题，本发明的升降压开关电源在输入级具有H电桥变
换器，该H电桥变换器具有通过扼流圈被串联连接的高侧开关和低侧开 关，该升降压开关电源，在输入电压瞬时值的绝对值比输出电压低的情况 下，使高侧开关接通并且使低侧开关接通断开动作，在输入电压瞬时值的 绝对值比输出电压高的情况下，使高侧开关和低侧开关同时接通断开动 作，按照使扼流圈的电流成为临界模式的方式进行功率因数改善控制。
另外，本发明的升降压开关电源，通过在与所述输入电压瞬时值成反 比例的时间带使高侧开关和低侧开关同时地开关来进行电流临界模式动 作，由此将输出平滑电容器的初期充电时的充电电流固定地控制。
另外，本发明的升降压开关电源具备IC，该IC集成有进行上述初
期充电动作和功率因数改善动作的控制电路；将高侧开关的驱动信号传送 给高压侧的电平移位电路；和高侧开关、低侧开关的各驱动电路。
另外，本发明的升降压开关电源在该集成电路中具有接收来自系统的 电源起动/停止信号的端子。
另外，本发明的升降压开关电源具备2个系统的H电桥电路，在电流
临界模式下进行2相交错动作。
另外，本发明的升降压开关电源其单元的全高为6mm以上且小于 10mm，并且，安装于使用液晶面板的电视装置或图像监视装置的面板部 的背面，面板部的设定厚度在20mm以上35mm以下。
本发明的升降压开关电源由于使用H电桥电流，所以可以提高 AC100V的效率。
另外，本发明的升降压开关电源在电源投入时，能够一边将对输出平 滑电容器的充电电流固定地控制， 一边可以初期充电电容器。因此，没有 过电流的担心，另外，可以缩短初期充电时间，例如，能够使电视等中从 电源投入到到起动为止的时间最短化。
进而，本发明的升降压开关电源在异常时，由于也能够通过使高侧开 关断开，来阻断向PFC变换器以后的功率，所以，不需要设置电源接通断 开用的继电器，有可以促进部件数量的削减，继电器驱动功率的降低，低 成本化的优点。


图1是升降压开关电源的电路图(实施例1)。
图2是动作模式说明图(实施例l)。 图3是初期充电的各部分波形(实施例1)。 图4是在稳态动作的各部分波形(实施例l)。 图5是输入电流波形(实施例1)。 图6是交错升降压开关电源的主电路(实施例2)。 图7是交错升降压开关电源的控制电路(实施例2)。 图8是在初期充电的各部分波形(实施例2)。 图9是在稳态动作的各部分波形(实施例2)。
图10是与图6、图1类似的本发明的升降压开关电源的主电路的图。 图11是与图7类似的本发明的升降压开关电源的控制电路的图。 l一交流电源，2 —输入滤波器，3 —整流器，4、 4a、 4b — 二极管，5 一辅助电源，6、 7、 7a、 7b—电容器，8、 8a、 8b—驱动电路，9、 9a、 9b 一电平移位电路，10、 10a、 10b —高侧功率(high side power) M0SFET， 11、 lla、 llb —环流二极管，12、 12a、 12b—扼流圈，13、 13a、 13b —辅 助线圈，14、 14a、 14b—升压二极管，15、 15a、 15b—低侧功率(low side power) M0SFET， 16—电容器，17、 113 —绝缘DC/DC变换器，18 —负 载，19、 19a、 19b—驱动电路，20、 20a、 20b — OR电路，21、 21a、 21b 一RS触发器，22a、 22b、 33a、 33b —分压电阻，23、 26—比较器，24 — 偏置量，25—MOSFET， 27、 27a、 27b —零电流检测电路，28 —可变电流 源，29 —固定电流源，30、 43 —开关，31 —误差放大器，32 —基准电压， 34—电容器，35—输入电压，36 —控制IC， 37—H电桥电路，38 —初期充 电判定电路，39 —输出电压，40 —增益，41 — 180度相位移位电路，42 — NAND电路，44一接通断开信号输入端子，45a、 45b—开关，46—电压源
具体实施例方式
下面，利用附图来说明本发明的实施例。实施例1
对于本发明的第1实施方式，利用图1和图2、图3、图4、图5迸行
说明。
图1是表示本发明的升降压开关电源的第1实施方式的电路图。说明
图1的构成。交流电源1通过输入滤波器2和整流器3成为输入电压35， 成为全波整流波形。另外，辅助电源5与输入滤波器2连接。在整流器3 的直流输出侧，分压电阻22a、 22b均与高边(side)功率MOSFET 10的 漏极连接。在高侧功率MOSFET 10的源极，连接有扼流圈(choke coil) 12的一端(巻绕开始)和环流二极管11的阴极。环流二极管11的阳极连 接于整流器3的接地。另外，在扼流圈12的另一方连接有低侧功率 MOSFET 15的漏极和升压二极管14的阳极。低侧功率MOSFET 15的源 极接地，升压二极管14的阴极连接于输出平滑电容器16的高电压侧。
输出平滑电容器16的低电压侧接地。高侧功率MOSFET 10、环流 二极管11、扼流圈12、低侧功率MOSFET 15、升压二极管14的构成成 为H形，称为H电桥电路37。
在输出平滑电容器16的高电压侧连接有分压电阻33a、 33b的串联对 和绝缘DC/DC变换器17，绝缘DC/DC变换器17的输出连接有负载18。 在扼流圈12具有辅助线圈13， 一方(巻绕开始)接地，另一方连接于控 制IC36内部的零电流检测电路27。
称输出平滑电容器16的电压为输出电压39。分压电阻33a、 33b的中 点与控制IC36内部的误差放大器31、偏置量(offset) 24和初期充电判定 电路38连接。偏置量24的输出与比较器23连接。
分压电阻22a、 22b的中点与控制IC 36内部的比较器23和可变电流 源28连接。控制IC 36的GND电位和低侧功率MOSFET 15的源极电位 是同电位。在控制IC 36有基准电压32，与误差放大器31连接。误差放 大器31的输出连接于比较器26。在控制IC内的电源Vcc连接有固定电 流源29和可变电流源28，这些的输出与幵关30连接。开关30根据初期 充电判定电路38的输出，选择固定电流源29和可变电流源28的任意一 个来连接位于控制IC 36的外部的电容器34和电流源，具有向电容器充电 电荷的作用。
另外，初期充电判定电路38的输出也与开关43连接，控制开关43 的接通断开。电容器34除了控制IC内的开关30以外，还与MOSFET25
的漏极、比较器26连接。MOSFET25的源极接地，栅极与RS触发器21 的Q杠(bar)输出连接。比较器26的输出与RS触发器21的R杠输入 连接。零电流检测电路27的输出与RS触发器21的S杠输入连接。RS触 发器21的Q输出与驱动电路19和OR电路20连接。驱动电路19的输出 与低侧功率MOSFET 15的栅极连接。比较器23的输出通过开关43与OR 电路20连接。OR电路20的输出与电平移位电路9连接，电平移位电路 9的输出输入到驱动电路8。
驱动电路8与控制IC 36外部的电容器7连接。驱动电路8的输出与 高侧功率MOSFET 10的栅极连接。辅助电源5的输出与电容器6连接， 电容器6的输出除了输入到控制IC作为Vcc外，还通过二极管4与电容 器7连接。另外，在控制IC 36具有对控制IC 36全体的动作的接通断开 进行控制的接通断开信号输入端子44，其连接于控制IC 36的外部。
接着，说明图1的动作。首先，在输出平滑电容器16完全没有充电 的情况下，若交流电源1连接于该开关电源，则输入电压35通过输入滤 波器2、整流器3向高侧功率MOSFET10的漏极施加。同时，辅助电源5 开始动作。
辅助电源5的输出与输入绝缘，向电容器6输出Vcc电压15V。、Vcc 作为控制电源输入到控制IC36，起动控制IC36。另外，在初期状态下， 高侧功率MOSFET 10、低侧功率MOSFET 15均为断开状态。由于输出平 滑电容器16的电压为0，因此电流在Vcc—二极管4一电容器7 —扼流圈 12—升压二极管14一输出平滑电容器16—接地的路径中流动。
电容器7的容量由于远比输出平滑电容器16的容量小，所以将电容 器7充电到大约15V为止。在控制IC 36施加Vcc，并且通过在接通断开 信号输入端子44输入接通信号，从而初期充电判定电路38和零电流检测 电路27开始动作。由于若上述的电容器7的初期充电电流没有的话，则 在扼流圈12中流动的电流为0，所以由零电流检测电路27向RS触发器 21输入置位信号，Q输出成为High。与此相伴，作为驱动信号，Q输出 向驱动电路19传送，低侧功率MOSFET 15开启(turn on)。同时，Q输 出通过OR电路20，通过电平移位电路9，传向驱动电路8。驱动电路8 使用电容器7的充电能量来使高侧功率MOSFET 10开启。
另一方面，Q杠输出由High向Low变化，由于使MOSFET 25成为
截止，所以到此为止一直短路的电容器34开始充电。这时，由于输出平 滑电容器16的电压为0，所以初期充电判定电路38判定为初期充电模式， 将开关30连接于可变电流源28。另一方面，为了打开开关43，比较器23 的输出不向OR电路20传送，OR电路的输入成为低电平，RS触发器21 的Q输出信号直接向电平移位电路9传送。
与高侧功率MOSFET IO和低侧功率MOSFET 15开启同时，从可变 电流源28开始向电容器34充电。可变电流源28可以根据由分压电阻22a、 22b从输入电压35分压后的电压，使电流量变化。可变电流源28的电流 量与输入电压35的瞬时值成正比。由于开关30连接于可变电流源，所以 电容器34由从可变电流源28输出的电流充电。电容器34的值例如为 O.OlpF程度。另一方面，误差放大器31由于一方的输入即输出平滑电容 器16电压为0，所以对于比较器26，输出固定的直流电压(V31)。电容 器34被充电到该直流电压为止后，比较器26从到此为止的High反转到 Low,对RS触发器21输入复位信号。由于误差放大器31输出固定电压 (V31)，所以电容器34的电压到达误差放大器31的电压的时间与输入电 压35的值成反比例。在高侧功率MOSFET 10和低侧功率MOSFET 15为 接通的期间(Ton期间)，电流以图2的模式A的路径流动，在扼流圈12 存储能量。各部波形如图3所示，扼流圈12的电流如图所示地上升。
设这时的电流上升率为di/dt，扼流圈12的电感为L，输入电压35的 值为Vin，贝U
di/dt二Vin/L '"(式1)
另一方面，设可变电流源28的电流和输入电压35的变换增益为G， 可变电流源28的电流为I，贝IJ
IHin …(式2) 因此，设电容器34的电容为C34，则Ton为
Ton二C34 V31/ (G Vin) …(式3) 扼流圈12的电流峰值I peak为
Ipeak二C34 , V31/(G L) …(式4) 不依赖于Vin的瞬时值，峰值电流值固定。
向RS触发器^输入复位信号后，Q由High反转为Low，高侧功率 MOSFET 10和低侧功率MOSFET 15均关闭(turn off)。这时的电流路径 成为图2的模式B，以环流二极管ll一扼流圈12 —升压二极管14一输出 平滑电容器16—接地的路径将在扼流圈12中积蓄的能量向输出平滑电容 器16放出，对输出平滑电容器16进行充电。将这些的定时和波形在图3 表示。扼流圈12的电流如图3所示降低。
设输出平滑电容器16的电压为Vout，则这时的扼流圈12的电流降低 率成为
<formula>formula see original document page 11</formula> (式5)
与输出平滑电容器16的电压上升一起，电流的斜率均变得陡峭。在初期 充电中，由于在扼流圈12或输出平滑电容器16中流动的电流的峰值由(式 4)规定，所以通过调整这些常数可以设定电流峰值。使G、 V31固定， 通过调整扼流圈12的L值和C34的值来进行调整。
若扼流圈12的电流降低到0，则辅助线圈13和零电流检测电路27 将其检测出，在RS触发器21中输入置位信号，再次开启高侧功率MOSFET 10和低侧功率MOSFET 15。在本发明中，检测出扼流圈12的电流成为0 后，必定开启高侧功率MOSFET 10和低侧功率MOSFET 15。由此，通过 使高侧功率MOSFET 10和低侧功率MOSFET 15在零电流幵启模式下动 作，在高侧功率MOSFET 10和低侧功率MOSFET 15开启时不会产生回 复(recovery)损失。另外，二极管4和电容器7构成自举(bootstrap)电 路，在模式B的环流时电容器7被充电至约15V。
输出平滑电容器16通过这样被初期充电，而电压上升。由初期充电 判定电路38检测输出平滑电容器16的电压，成为预定的电压时，判定为 稳态运转模式，将开关30切换到稳态模式的位置即固定电流源29侧，并 且使开关43为接通。另外，该开关30和可变电流源28、固定电流源29 的构成为示意性的表示，也可以准备1个固定电流源在初期充电模式中， 按照使固定电流源的电流与输入电压成正比例地变化的方式构成。
接着对稳态运转进行叙述。在稳态运转模式下与初期充电模式不同的 点在于，使用固定电流源29这一点和根据输入电压35与输出平滑电容器 16的电压的大小关系来变更动作模式这一点。
在稳态运转模式中，由固定电流源29对电容器34进行充电。虽然误 差放大器31的输出根据输出平滑电容器16和基准电压32的大小关系而 变化，但若控制稳定，则大致成为固定值。由于该误差放大器31的输出 电压和电容器34的充电电压一致时，低侧功率MOSFET15关闭，所以在 图2所示的模式A的期间，换言之接通时间不依赖于输入电压瞬时值(输 入电压35)而大致成为固定。这时，根据(1)式，扼流圈12的电流上升 率与输入电压Vin (瞬时值)成正比例。若接通时间(Ton)固定，则峰 值电流也与Vin成正比例。
接着，根据图4对基于该稳态动作的输入电压35和输出平滑电容器 16的电压的大小关系的模式变更进行说明。输出平滑电容器16的电压在 图中设定为180V。另外，该电压能够由用户指定，可以设定容易使用的 电压。在图1的比较器23中输入将由分压电阻22a、 22b分压输入电压35 后的电压值和由分压电阻33a、33b分压输出平滑电容器16的电压后的值， 通过将它们进行比较，对于输出平滑电容器16的电压，在输入电压35的 瞬时值较低的情况下，高侧功率MOSFET10的栅极电压总是为High。另 外，在分压输出平滑电容器16的电压的一方输入偏置量24。偏置量24 换算为输入、输出电压并相当于10 20V的值。其结果，相对于输入电压 35，比较器23将从输出平滑电容器16电压减去偏置量24的10 20V (V0G4)后的电压进行比较并切换。若比较器23成为High，则由于开关 43为接通，因此OR电路20的输出成为High，高侧功率MOSFET 10为 接通，低侧功率MOSFET 15为接通时的动作成为模式A (图2)，与初 期充电模式没有区别，但低侧功率MOSFET 15为断开时，成为模式C。 在模式C中，电流在从输入电源经过高侧功率MOSFET IO —扼流圈12 — 升压二极管一输出平滑电容器16的路径中流动，向输出平滑电容器16供 给能量。模式B和模式C的不同为输入电源是否接通，由于在模式C中， 形成通过输入电源的路径，所以从输入侧来看，输入电流与低侧功率 MOSFET 15的接通断开不相关而连续，与模式B相比，波形的有效值较 高，具有输入滤波器2较易平滑化波形的优点。另外，根据本发明的模式， 相对于现有的H电桥控制方法，使在AC输入电压较低时的输入电流增加， 而具有功率因数的提高的效果。
在图5表示根据本发明的基于输入电压35和输出平滑电容器16的电 压的模式的变化和输入电流电压波形。在交流电源1的电压比从输出平滑 电容器16减去偏置电压后的电压还低的区域中，高侧功率MOSFET 10为 接通状态，若交流电源l的电压变高，则高侧功率MOSFET IO与低侧功 率MOSFET 15同时幵关。这点不同如图4所示。在输入电压较低的情况 下，图4的左侧根据模式A和模式C动作。在输入电压较高的情况下， 图4的左侧根据模式A和模式B动作。
如前述，在输入电压比输出平滑电容器16电压还低的部分中，输入 电压成为临界模式。该波形为观察整流器3的交流侧的结果，在输入滤波 器2的输入侧中，该低电压区域的电流被平滑化而成为连续波形。另外， 若单纯使H电桥在电流临界模式下动作，则虽然在低电压区域中频率变 高，但会产生将其较低地保持的效果。即在模式C中，<formula>formula see original document page 13</formula>比较，则由于(式6)的一方衰减电流的斜率较缓和，所以，在扼流圈12 流动的电流降低到O为止的时间较长。其结果，在输入电压较低时，使高 侧功率MOSFET 10为接通，使用模式C的一方可以获得将开关频率抑制 地较低的效果。
另外，开关43并不一定必需。在没有开关43的情况下，在初期充电 模式中也可以根据预先决定的偏置电压、输入电压35、电容器16电压的 关系来产生高侧功率MOSFET IO为接通的区域。对初期充电波形几乎没
有影响。
另外，在该实施例中，来自接通断开信号输入端子44的信号成为断 开后，高侧功率MOSFET 10、低侧功率MOSFET 15的驱动信号全部成为 断开，RS触发器21、固定电流源29、比较器23、 26的动作也停止。例 如在希望在开关电源的外部停止负载的动作的情况下，可以通过赋予该接 通断开信号输入端子44断开信号来控制供电的接通断开。
根据本发明，可以简单且可靠地进行输出平滑电容器16的初期充电， 由于可以防止冲击电流，所以能够去除现有所需要的冲击电流防止电阻或
热敏电阻和将其短路的继电器。进而，由于可以由接通断开信号输入端子
44来控制PFC电路以后的输出的接通断开，所以能够去除安装于现有输
入侧的接通断开用的继电器。其结果，促进了开关电源所使用的部件的小 型低高度化，可以实现到现在为止所没有的薄型的电源。
另外，在该实施例中，也可使用P沟道型的功率MOSFET作为高侧 功率MOSFET 10。这种情况下，除了可以简化驱动电路8的构成之外， 还不需要二极管4、电容器7的自举电路。
另外，图1表示的IC36，若使用高耐压处理而集成到l个芯片上，则 可以最大程度小型化且提高用户的使用方便。
另外，IC 36也可以采用将多个芯片单体封装化方法来实现。另外， 也可以将电平移位电路9和驱动电路8作为一个驱动IC，将IC36的其他 部分汇总作为控制IC，由2个IC构成控制电路。若使用该方法，由于为 了作成IC36可以直接使用现有的PFC控制IC的处理，所以，IC制作者 只需将现有的PFC控制IC的功能进行小幅变更即可，能够抑制IC的开放 成本。
实施例2
接着，用图6、图7、图8、图9对本发明的第2实施方式进行说明。 图6表示升降压开关电源的主电路部，图7表示其控制电路。在图6、图 7中，对和图l相同的构成要素，赋予相同的符号。图6和图1的主电路 部不同的点是准备了2组主电路即H电桥电路，将其并联连接这一点。即 构成H电桥电路37的高侧功率MOSFET 10a、环流二极管lla、扼流圈 12a、低侧功率MOSFET 15a、升压二极管14a的连接形式与图1的主电路 相同。除此之外，在图6中，具有高侧功率MOSFET 10b、环流二极管llb、 扼流圈12b、低侧功率MOSFET 15b、升压二极管14b，也将这些相同地 连接。并且将高侧功率MOSFET 10a和高侧功率MOSFET 10b的漏极共同 与输入电压35连接，连接升压二极管14a、 14b的阴极之间并与输出平滑 电容器16连接。输出平滑电容器16和后段的绝缘DC/DC变换器17、负 载18的连接形式与图1相同。扼流圈12a、 12b分别具有辅助线圈13a、 13b，其巻绕开始接地。在控制IC36中，图6所示的是连接于高侧功率 MOSFET 10a和10b的驱动电路8a。驱动电路8a、 8b分别与控制IC的外
部的电容器7a、 7b连接。在电容器7a、 7b分别连接有二极管4a、 4b的阴 极，二极管4a、 4b的阳极与电容器6连接。电容器6与辅助电源5连接。
接着，说明图7的电路图的连接。图7表示图6的控制IC的内部(虚 线内)，在其外部表示了图6所图示的电路元件作为连接对象。在图7中， 分压电阻33a、 33b、误差放大器31、基准电压32、比较器26、辅助线圈 13a、零电流检测多路27a、 RS触发器21a、 MOSFET25、可变电流源28、 固定电流源29、开关30、初期充电判定电路38、电容器34、驱动电路19a、 低侧功率MOSFET 15a、比较器23、 OR电路20a、电平移位电路9a、驱 动电路8a、高侧功率MOSFET 10a以及开关43的连接与图1相同。
在该实施例中，在代替所述的图1的实施例所示的偏置量24而设置 增益40这一点上不同。另外，初期充电判定电路38的输出和RS触发器 21a的Q输出被输入到180度相位移位电路41。 180度相位移位电路41 的输出被输入到新设的NAND电路42和RS触发器21b的复位。另外， 辅助线圈13b被输入到零电流检测电路27b，零电流检测电路27b与NAND 电路42连接。NAND电路42的输出被输入到RS触发器21b的置位。RS 触发器21b的Q输出连接于驱动电路19b和OR电路20b，驱动电路19b 连接于低侧功率MOSFET 15b的栅极。比较器23的输出连接于OR电路 20b。 OR电路20b的输出通过电平移位电路9b、驱动电路8b，连接于高 侧功率MOSFET 10b的栅极。
接着，对该实施例的动作进行说明。基本的动作和图1的实施例相同， 具有初期充电模式和稳态运转模式。在初期充电中，如图8所示的各部波 形那样，电容器16的电压从0开始，由于与基准电压32相比，在误差放 大器31中输入的分压电压是足够小的值，所以误差放大器31的输出电压 为固定。因此，如图8所示，在与输入电压35成反比例的时间，电容器 34的电压达到误差放大器31输出电压，比较器26反转，复位RS触发器 21a。这时，在扼流圈12a中流过的电流成为峰值电流，以图2的模式B 对输出平滑电容器16进行充电。由辅助线圈13a和零电流检测多路27a 检测扼流圈12a的电流成为0的点，置位RS触发器21a。反复该动作的 点和实施例1相同。本实施例除此之外，还有另一个H电桥电路动作。 RS触发器21a的Q输出即低侧功率MOSFET 15a的接通信号的输出被输
入到180度相位移位电路41。在180度相位移位电路41中，根据来自RS 触发器21a的Q输出算出该信号的接通期间和周期，作出相对于该信号延 迟180度相位的信号，在该时刻将置位信号向NAND电路42输出，另外， 将复位信号向RS触发器21b的复位输出。根据辅助线圈13b和零电流检 测电路27b的输出，检测包括扼流圈12b的H电桥的电流后，输入到NAND 电路42。在从180度相位移位电路41输出的设置定时和零检测信号一致 时，第一次从NAND电路42输出置位信号，作为置位信号输入到RS触 发器21b。通过该电路动作，包括扼流圈12b的H电桥相对于包括扼流圈 12a的H电桥，取得延迟180度相位的电流波形，并且始终在在二极管回 复(recovery)不产生问题的电流临界模式或电流不连续模式下运转。
如图8所示，在初期充电的扼流圈12a、 12b的电流成为180度相位 的偏离的波形。另外输出平滑电容器16从0到达满充电电压为止，峰值 电流值始终相等。其结果，以急速且电流纹波较少的波形对电容器16进 行充电。通过可以急速地对电容器16进行充电，有利于搭载有本发明的
开关电源的装置的起动时间的縮短。
在稳态时，如图9所示，在各扼流圈流动的电流也成为180度相位的 偏离的电流临界波形。关于高侧功率MOSFET 10a、 10b，相对于从电容 器16检测出的电压(由分压电阻33a、 33b分压电容器分压后的电压)与 增益40相乘后的值，比较从输入电压35检测出的电压(由分压电阻22a、 22b分压输入电压35后的电压)，在后者较大的情况下，将高侧功率 MOSFET10a、 10b分别与低侧功率MOSFET 15a、 15b同时开关。相反， 对于从电容器16检测出的电压(由分压电阻33a、 33b分压电容器电压后 的电压)与增益40相乘后的值，在从输入电压35检测出的电压(由分压 电阻22a、 22b分压输入电压35后的电压)较小的情况下，高侧功率 MOSFET 10a、 10b成为接通状态。各H电桥电路的模式成为如图9所示 的动作状况。
本实施例称为2相交错H电桥方式变换器。和1相H电桥方式相比， 通过采用2相H电桥方式，由于高侧功率MOSFET 10a和10b具有180 度相位差来进行动作，所以有可以大幅较少输入电流成为不连续的期间的效果。
另外，根据扼流圈12a、 12b的电流波形，有减少输入电流的纹波的 效果。进而，通过将扼流圈或高侧功率MOSFET 10、低侧功率MOSFET 15 每2个进行分割，可以分散发热。另外，由于可以简单且可靠地进行输出 平滑电容器16的初期充电，可以防止冲击电流，所以，能够去除现有所 必需的冲击电流防止电阻或热敏电阻和将其短路的继电器。其结果，促进 了开关电源中所使用的部件的小型低高度化，可以实现目前为止所没有的 薄型的电源。
在约200W级别的开关电源中，半导体封装如下述那样。整流器3为 二极管电桥，最厚部5.3mm。高侧功率MOSFET 10a、 10b、低侧功率 MOSFET 15a、 15b、环流二极管lla、 llb、升压二极管14a、 14b分别最 厚4.7mm。扼流圈12a、 12b的芯为9mm厚，输出平滑电容器16可以利 用8 100的电解电容器。在此，通过在安装扼流圈的基板部开孔来设置， 能够实现厚度小于10mm的开关电源。
进而，通过将该厚度小于10mm的开关电源安装于使用液晶面板的电 视装置或图像监视装置的面板部的背面，能够将面板部的设定厚度薄型化 为20mm以上35mm以下。
如以上所示，在本发明的实施例中，在电流临界模式控制型H电桥型 升降压电路中，采用能够高速且以固定电流进行的输出平滑电容器初期充 电的控制机构，实现了去除初期充电电阻和继电器的开关电源。实施例3
接着，采用图IO和图ll对本发明的其他的实施例进行说明。 图10是与图6、图1类似的本发明的升降压开关电源的主电路。在图 10中，对与图6或图1相同的构成要素附加相同的记号。这里对和图6 不同的点进行叙述。在图10中，构成H电桥电路37的高侧功率MOSFET 10、环流二极管11、扼流圈12a、低侧功率MOSFET 15a、升压二极管14a 的连接方式与图1或图6的主电路相同。在图10中，在扼流圈12b与扼 流圈12a并联连接，这2个扼流圈与高侧功率MOSFET 10的源极相连接 这点上与图6不同。换言之，省略了图6记载的高侧功率MOSFET 10b及 其驱动电路系统。
接着，说明图ll。图11是与图7类似的本发明的升降压幵关电源的
控制电路。在图11中，对和图7相同的构成要素附加相同的记号。此外， 图11与图7不同的点在于在RS触发器21a的Q输出和电平移位电路9 之间插入开关45a，开关45a的另一方的输入连接有电压源46这一点；在 RS触发器21a的Q输出和驱动电路1%之间插入开关45b，在开关45b 的另一方的输入连接有RS触发器21b的Q输出这一点；和开关45a、 45b 的控制端子连接于初期充电判定电路38这一点。另外，去除图7的高侧 功率MOSFET 10b、电平移位电路9b、驱动电路8b、 OR电路20a、 20b、 开关43、比较器23、增益40。
接着，说明图IO、图11的动作。首先，在本实施例中，将输出电压 39设定为比交流电源1的电压波高值的最大值还要大的值。在图10中， 在初期充电判定电路38根据输出电压判断为初期充电状态时，图11的开 关30连接可变电流源28，并且，开关45a、 45b连接RS触发器21a的Q 输出侧。其结果，在初期充电时，H电桥37电路的3个功率MOSFET即 高侧功率MOSFET 10、低侧功率MOSFET 15a、低侧功率MOSFET 15b 同时地接通断幵。这时的各功率MOSFET的接通时间根据输入电压的瞬 时值而变化。这是通过分压电阻22a、 22b检测出输入电压的瞬时值，通 过可变电流源28变化成电流值，进而通过电容器34和比较器26作为接 通时间带被变换。这时的动作，在图2中交替反复模式A、模式B，在2 个扼流圈12a、 12b中流动相同的电流。在扼流圈12a、 12b中流动的电流， 成为在图3表示的临界电流波形。在高侧功率MOSFET IO中流动低侧功 率MOSFET 15a、 15b的合计的电流。
接着，伴随着输出电压39的上升，初期充电判定电路38判定初期充 电的完成时，幵关30切换到固定电流源29。同时，开关45a切换到电压 源46侧，开关45b切换到RS触发器21b的Q输出侧。
其结果，高侧功率MOSFET 10成为始终接通的状态。另一方面，低 侧功率MOSFET 15a、 15b与图8所示相同，在每半个周期相位偏离的时 刻接通断开，能够进行功率因数改善控制。
根据本实施例，通过使用高侧功率MOSFET 10，采用能够高速且以 固定电流进行输出平滑电容器初期充电的控制机构，实现去除初期充电电 阻和继电器的开关电源。
本发明可以适用于输入商用交流功率进行动作的电机设备、空调设 备、家用电器制品、个人计算机、服务器等的信息设备。
权利要求
1. 一种升降压开关电源，在输入级具有H电桥变换器，该H电桥变换器具有通过扼流圈被串联连接的高侧开关和低侧开关，该升降压开关电源，在输入电压的绝对值比输出电压低的情况下，使所述高侧开关接通并且使所述低侧开关接通断开动作，在输入电压的绝对值比输出电压高的情况下，使所述高侧开关和所述低侧开关同时接通断开动作，按照使所述扼流圈的电流成为临界模式的方式进行功率因数改善控制。
2. 根据权利要求1所述的升降压开关电源，其特征在于， 输出平滑电容器具有比规定的电压低的情况下的初期充电模式， 在所述初期充电模式中，在与所述输入电压瞬时值成反比例的时间带，使所述高侧开关和所述低侧开关同时开关来进行电流临界模式动作。
3. 根据权利要求1或2所述的升降压开关电源，其特征在于， 具备集成电路，该集成电路内置有以下电路控制电路，其具有上述初期充电模式和输入电源的功率因数改善动作 模式；电平移位电路，其将所述高侧开关的驱动信号向高压侧传送；和 所述高侧开关和所述低侧开关的各驱动电路。
4. 根据权利要求3所述的升降压开关电源，其特征在于， 在所述集成电路中具有接收来自开关电源的外部的电源起动停止的信号的端子。
5. 根据权利要求2 4中任意一项所述的升降压开关电源，其特征在于，至少具备2个系统的所述H电桥变换器，并且在所述初期充电模式和 功率因数改善控制模式中，各个H电桥变换器进行交错动作。
6. —种升降压开关电源，其特征在于，通过用于功率因数改善控制的半导体开关元件和扼流圈，将输出平滑 电容器的初期充电时的电流峰值固定地控制。
7.根据权利要求1或权利要求6所述的升降压开关电源，其特征在于，单元的全高为8mm以上且小于10mm,并且安装于使用液晶面板的 电视装置或者图像监视装置的面板部的背面，液晶面板部的设定厚度为 20mm以上35mm以下。
全文摘要
本发明提供一种开关电源，并提供一种具有输出平滑电容器的初期充电功能且可以去除继电器和冲击电流防止电阻的H电桥型升降压变换器。在现有技术中不能去除开关电源所必需的冲击电流防止用电阻和继电器。另外，在AC100V中，由于PFC变换器的升压比较高，所以效率较低且发热较大。由此，阻碍电源的小型薄型化。使PFC变换器成为电流临界H电桥方式，实现使在该电路具有平滑电容器的初期充电功能。
文档编号H02M7/04GK101388602SQ200810133698
公开日2009年3月18日 申请日期2008年7月18日 优先权日2007年7月24日
发明者北村诚, 叶田玲彦, 望月刚, 樱森房夫 申请人:株式会社日立制作所