电力转换装置的制作方法

专利名称：电力转换装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电力转换装置，特别是关于降低由于高频谐波引起 的马达等的负荷中的损耗的对策。
背景技术：
迄今为止，将直流电转换成交流电的电力转换装置已为所知。作为
这样的电力转换装置，例如图1所示，包括具有四个半导体开关3a 3d 的直交流转换电路3、以及串联多个电容器2a、 2b而成的电容电路2的 电力转换装置已为所知。
所述直交流转换电路3的半导体开关3a 3d，是由并联的晶体管和 二极管构成的，所述图1所示的电力转换装置1中，串联两个半导体开 关3a 3d而成的开关脚legl、 leg2(switching-leg legl、 leg2)并联于所述 电容电路2。并且，所述各开关脚legl、 leg2中半导体开关3a 3d之间 与负荷5连接，且所述电容电路2的中间电位点也连接于负荷5。即，所 述图1所示的电力转换装置1中，所述直交流转换电路3的半导体开关 3a 3d，与负荷5连接成V型接线。
这样，通过V型接线的所述直交流转换电路3，能够减少半导体开 关的个数，也就可以减少这部分损耗。
并且，如上所述，具有所谓的V型接线直交流转换电路的电力转换 装置中，如非专利文献1所揭示的那样，构成为通过与三角波信号的比 较，向直交流转换电路的各开关输出控制信号(开关信号(PWM信号))。
详细地讲，使用例如图20所示的控制电路20向各开关输出开关信 号。具体地讲，若向所述图20的控制电路20输入输出电压指令值k，则 在乘法器21、 21得到振幅为k的正弦波形，将它们在比较器22、 22与 规定的三角波比较，再将其结果作为控制信号S1 S4输出。非专利文献l:加藤康司、伊藤淳一、"电压形全电桥/V型接线/电流
形转换器杂音端子电压的比较"，平成18年电学会全国大会，4-054， p.82、 83
然而，由V型接线构成所述那样的直交流转换电路的情况下，与一 般的Y型接线直交流转换电路比较，开关元件的个数从六个减少到四个， 为此能够降低开关损耗，但是与此同时也降低了输出电压接近正弦波的 近似度。若这样，则输出电压中就会包含大量的高频谐波成分，所以马 达等的负荷中产生的涡电流就会变大，该负荷的铁芯消耗就增大。
而且，如上所述的，若与三角波信号比较向各开关输出开关信号， 则要使马达等的负荷输出的电压波形成为精度好的正弦波形就困难了， 为此，V型接线直交流转换电路的输出电压中就会包含更多的高频谐波 成分。这样，马达中产生的损耗就会更大。

发明内容
本发明是鉴于以上各点而发明的，其目的在于在包括V型接线了
的直交流转换电路的电力转换装置中，减少包含在输出电压中的高频谐 波成分，降低马达等的负荷损耗。
为了达到所述目的，本发明所涉及的电力转换装置中，使用由直交
流转换电路3的四个开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的电压矢量Vp， 进行该开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作控制，使得在复平面上描绘的磁 通矢量Xp的轨道接近于圆形。
具体地讲，第一方面的发明是以包括具有相互串联的多个电容器 2a、 2b，能够充放直流电压的电容电路2，以及各自由两个开关元件3a、 3b、 3c、 3d串联而成的两组开关脚legl、 leg2分别并联于所述电容电路 2的直交流转换电路3;另外，所述直交流转换电路3的各开关脚legl、 leg2之间的中点分别连接于负荷5，并且所述电容电路2的中间电位点也 连接于所述负荷5，将所述电容电路2的直流电转换成交流电供给所述负 荷5的电力转换装置为对象。
并且，所述电力转换装置还包括进行所述直交流转换电路3的各开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作控制，使得用所述开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的电压矢量Vp在复平面上描绘的磁通矢量人p的轨迹接近 圆形的开关控制机构4。
根据以上的构成，因为直交流转换电路3的磁通矢量Xp在复平面上 的轨迹接近圆形，所以就能够输出高频谐波成分少，接近规整的正弦波 形的交流电压。即，时间积分电压矢量得到的磁通矢量人p，当能够在复 平面上描绘出规整的圆形的情况下，由于输出的电压波形基本上不含有 高频谐波成分，在V型接线直交流转换电路3中，通过使磁通矢量Xp的 轨迹接近圆形，就能够降低输出电压中包含的高频谐波成分。
因此，如上所述，通过使利用由开关动作得到的电压矢量描绘的磁 通矢量人p的轨迹接近圆形，就能够降低输出电压的高频谐波成分，降低 在马达等负荷5所产生的损耗。
在所述的构成中，所述开关控制机构4构成为在载波频率的一个 周期内，使用由所述直交流转换电路3的开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动 作得到的四个电压矢量VO、 VI、 V2、 V3中的至少三个电压矢量，描绘 所述磁通矢量Xp的轨迹(第二方面的发明)。
由此，利用由直交流转换电路3的开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作 得到的电压矢量VO、 VI、 V2、 V3，能够在复平面上描绘磁通矢量Xp的 轨迹，也就能够实现所述第一方面的发明的结构。
还有，所述开关控制机构4，基于载波频率TO计算为描绘所述磁通 矢量Xp的轨迹所使用的各电压矢量VO、 VI、 V2、 V3的输出期间，进行 所述开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作控制，使得对应该计算的输出期间 输出所述各电压矢量VO、 VI、 V2、 V3(第三方面的发明)。
通过这样做，根据载流频率TO就能够决定所述电压矢量VO、 VI、 V2、 V3的输出期间。并且，因为该电压矢量V0、 VI、 V2、 V3的输出 期间，己经决定为所述磁通矢量人p在复平面上描绘接近圆的轨迹的输出 期间，所以使该磁通矢量Xp的轨迹确实接近圆形就成为可能。
艮P，在具有四个开关元件3a、 3b、 3c、 3d， V型接线了的直交流转 换电路3中，使用由该开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的四个电压矢量V0、 VI、 V2、 V3中的至少三个，.对应载流频率TO描绘磁通矢量人p 的轨迹，并且能够使该轨迹接近圆形轨迹。
因此，就能够降低输出电压所含的高频谐波成分，获得降低负荷5 上产生损耗的效果。
还有，所述开关控制机构4进行所述开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动 作控制，使得所述磁通矢量人p的轨迹在复平面上重叠(第四方面的发明)。
这样，即便是由开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作得不到Y型接线直 交流转换电路情况的大小为零的电压矢量，V型接线直交流转换电路3， 也不会浪费磁通矢量Ap来描绘大轨迹，所以对应载流频率描绘更接近圆 形的轨迹就成为可能。
因此，就能够确实地降低输出电压所含的高频谐波成分，获得降低 负荷5上产生损耗的效果。
还有，所述开关控制机构4，既可以在载波频率的一个周期内使用 全部的所述四个电压矢量VO、 VI、 V2、 V3进行所述开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作控制，使得所述磁通矢量Xp的轨迹接近圆形(第五方面的 发明)，也可以在载波频率的一个周期内使用所述四个电压矢量VO、 VI、 V2、 V3中的三个电压矢量进行所述开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作控 制，使得所述磁通矢量Xp的轨迹接近圆形(第六方面的发明)。
这样，通过在载波频率的一个周期内使用至少三个电压矢量V 0、 VI、 V2、 V3在复平面上描绘磁通矢量Xp的轨迹，与现有技术的三角波 相比，再与控制开关元件3a、 3b、 3c、 3d的情况相比，能够高精度地控 制输出电压波形，也就可以降低输出电压所包含的高频谐波成分。因此， 就能够降低在负荷5产生的损耗。
还有，如所述第六方面的发明，用三个电压矢量使磁通矢量入p的轨 迹接近圆形来使开关元件3a、 3b、 3c、 3d动作，这样就能降低直交流转 换电路3的开关次数，由此也就能够降低电力转换装置1的损耗。
还有，所述开关控制机构4，使用所述四个电压矢量VO、 VI、 V2、 V3中的三个电压矢量，进行所述开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作控制， 使得在载波频率的半周期内描绘交叉于所述磁通矢量Xp的理想圆轨迹的
8轨迹(第七方面的发明)。
通过这样做，磁通矢量人p的轨迹，离开理想的圆形轨迹的距离变小， 就能描绘更接近该圆形轨迹的轨迹。因此，与现有技术的构成相比就能 够减少包含在输出电压中的高频谐波成分，就能够降低在负荷5产生的 损耗。
还有，所述开关控制机构4构成为，当将所述磁通矢量Xp描绘到复 平面上的轨迹划分成多个区域I 、 II、 III、 IV的情况下，对应于各区域 I、 II、 III、 IV改变所述电压矢量VO、 VI、 V2、 V3的输出顺序及输出 期间，使得在各个该区域I、 II、 III、 IV中该磁通矢量Xp的轨迹接近圆 弧(第八方面的发明)。
由此，确实能够使所述磁通矢量Ap的复平面上的轨迹更接近圆形的 轨迹，确实能够减少包含在输出电压中的高频谐波成分。因此，就能够 确实降低在马达等负荷5上产生的损耗。
还有，所述开关控制机构4，进行所述开关元件3a、 3b、 3c、 3d的 动作控制，使得在载波频率的每个半周期用电压矢量V0、 VI、 V2、 V3 描绘的磁通矢量Xp的轨迹夹着理想圆轨迹成点对称(第九方面的发明)。
这样，通过使磁通矢量、p的轨迹成为载流频率T0的每个半周期夹 着理想圆轨迹的点对称的轨迹，就能够使该磁通矢量Xp的轨迹更接近圆 形。因此，确实能够减少包含在输出电压中的高频谐波成分，就能够降 低在负荷5产生的损耗。
第十方面的发明，是以包括具有相互串联的多个电容器2a、 2b且 能够充放直流电压的电容电路12，各自串联两个开关元件13a、 13b、 13c、 13d、 13e、 13f形成的三组开关脚legl、 leg2、 leg3分别并联于所述电容 电路12的直交流转换电路13，连接于所述电容电路12的中间电位点与 所述直交流转换电路13的一个开关脚legl的中间点之间的开关电路16， 以及当所述负荷15为低负荷的情况下，使所述开关电路16成为导通状 态使得所述直交流转换电路13进行两相接线动作，并且，当所述负荷15 为高负荷的情况下，又使所述开关电路16成为非导通状态使得所述直交 流转换电路13进行三相接线动作的开关电路控制机构14b的电力转换装置为对象。
并且，第十方面的发明的电力转换装置还包括由所述开关电路控 制机构14b使所述开关电路16成为导通状态的情况下，在载波频率一周
期内，使用由所述直交流转换电路13的开关元件13a、 13b、 13c、 13d、 13e、 13f的动作得到的四个电压矢量VO、 VI、 V2、 V3中的至少三个电 压矢量，进行各开关元件13a、 13b、 13c、 13d、 13e、 13f的动作控制， 使得复平面上的磁通矢量Xp的轨迹接近圆形的开关控制机构14a。
根据该构成，通过由开关电路控制机构14b控制开关电路16的动作， 对应负荷15的高低能够切换所述直交流转换电路13为两相接线动作与 三相接线动作。因此，例如在马达15是低负荷的情况下，通过V型接线 直交流转换电路13进行两相接线动作，获得降低开关损耗，另一方面， 当马达15是高负荷的情况下，不是需要倍电压的V型接线而是通过Y 型接线进行三相接线动作，就可以获得电力转换装置整体的节能。
还有，成了两相接线动作的情况下，通过使用由所述直交流转换电 路13的开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的电压矢量V0、 VI、 V2、 V3使得磁通矢量人p的轨迹接近圆形，就能够获得减少包含在输出电压 中的高频谐波成分，能够降低在负荷15产生的损耗。
还有，所述电力转换装置构成为用由所述直交流转换电路3转换成 的交流电驱动压縮机的电动机5(第十一方面的发明)。空调机或冷藏库， 因为在比额定输出低的区域，即低速旋转区域的频率高，所以就能够用 从所述直交流转换电路3输出的交流电驱动这些压縮机的电动机5。因此， 与使用Y型接线直交流转换电路3的情况相比，降低了的开关损耗的那 部分，就能获得压縮机旋转效率的提高。
特别是，所述压縮机设置在空调机的制冷剂回路中(第十二方面的发 明)。在空调机制冷热运转的负荷小的中间期间，因为压縮机的电动机5 低速运转，在这个中间期间通过从直交流转换电路3供给电动机5电力， 就可以获得压縮机运转效率的提高，获得空调机的节能。
由以上所述，根据本发明所涉及的电力转换装置，是在包括四个开 关元件3a、 3b、 3c、 3d相对于负荷5V型接线了的直交流转换电路3的电力转换装置l中，用由该开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的电压 矢量V0、 VI、 V2、 V3使得复平面上描绘的磁通矢量入p的轨迹接近圆形， 由开关控制机构4进行开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作控制。由此，能 够减少包含在直交流转换电路3的输出电压中的高频谐波成分，获得在 负荷5上产生的损耗的降低。
还有，根据第二方面的发明，所述开关控制机构4，因为是使用由 所述直交流转换电路3的开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的四个电 压矢量V0、 VI、 V2、 V3中的至少三个电压矢量描绘磁通矢量Xp的轨迹， 所以由这个构成，实现所述第一方面的发明的结构成为可能。
还有，根据第三方面的发明，所述开关控制机构4，因为是基于载 流频率TO算出所述电压矢量V0、 VI、 V2、 V3的输出期间，在该期间 控制开关元件3a、 3b、 3c、 3d输出电压矢量V0、 VI、 V2、 V3，所以对 应载流频率TO描绘磁通矢量Ap的轨迹的同时，还可以使磁通矢量人p的 轨迹更接近圆形的轨迹。因此，能够确实地减少包含在输出电压中的高 频谐波成分，由此就能够确实地降低在负荷5产生的损耗。
还有，根据第四方面的发明，所述开关控制机构4，因为是控制开 关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作使得所述磁通矢量人p在复平面上重复在相 同的轨迹上，所以即便是在没有Y型接线情况的大小为零的电压矢量的 V型接线直交流转换电路3中，描绘对应载流频率TO且接近圆形轨迹的 磁通矢量Ap轨迹成为可能。因此，根据所述结构，即便是V型接线也能 够确实降低输出电压的高频谐波成分。
还有，根据第五方面的发明，所述开关控制机构4，是用了全部的 所述四个电压矢量VO、 VI、 V2、 V3控制开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动 作，使得磁通矢量Ap描绘接近圆形的轨迹。再有，根据所述第六方面的 发明，所述开关控制机构4，是用所述的四个电压矢量V0、 VI、 V2、 V3中的三个电压矢量控制开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作，使得磁通矢 量人p描绘接近圆形的轨迹。根据这些结构，就能够实现所述第一方面的 发明的结构。特别是，如图第六方面的发明那样，用三个电压矢量描绘 磁通矢量Xp的轨迹的情况中，因为减少了直交流转换电路3的开关次数，就能够降低在该直交流转换电路3上的损耗。也就是说，所述第六方面的发明的构成，与马达等的负荷5相比直交流转换电路3的损耗大的时候特别有效。
还有，根据第七方面的发明，与所述第六方面的发明一样，所述开
关控制机构4，因为是用所述四个电压矢量V0、 VI、 V2、 V3中的三个控制开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作，使得在载流频率T0的一周期内磁通矢量Xp描绘与理想的圆轨迹交叉的轨迹，所以就能够使得该磁通矢量Xp的轨迹更接近圆形轨迹，也就能够更确实地降低包含在输出电压中的高频谐波成分。因此，就能够确实地降低在负荷5产生的损耗。
还有，根据第八方面的发明，所述开关控制机构4，因为是控制开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作改变电压矢量V0、 VI、 V2、 V3的输出顺序及输出期间，使得在分隔了所述磁通矢量入p在复平面上描绘的轨迹的各个区域中的该磁通矢量、p的轨迹接近圆弧，所以就能够使该磁通矢量人p的轨迹更接近圆形，也就能够确实进一步降低包含在输出电压中的高频谐波成分。
还有，根据第九方面的发明，所述开关控制机构4，因为是控制开关元件的动作使得在载波频率的每个半周期上磁通矢量入p的轨迹隔着理想的圆轨迹处于点对称的位置，所以使得该磁通矢量Xp的轨迹更进一步地接近圆形轨迹，由此就能够确实地降低在负荷5产生的损耗。
根据第十方面的发明所涉及的电力转换装置，因为包括连接电容电路12的中间电位点与具有三个开关脚legl、 leg2、 leg3的直交流转换电路13的一个开关脚legl的中间点之间的开关电路16，以及根据负荷15的高低切换该开关电路16的开关状态的开关电路控制机构14b，所以在负荷15为低负荷的情况下，使用开关损耗小的V型接线，而高负荷的情况下，则使用不需要V型接线那样的倍电压的Y型接线，由此，就能够进行有效的电力转换。还有，所述V型接线的情况下，因为包括使用所述四个电压矢量VO、 VI、 V2、 V3中的至少三个电压矢量控制开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作使得磁通矢量Xp的轨迹接近圆形的开关控制机构14a，所以就能够降低包含在输出电压中的高频谐波成分，获得在负荷5产生的损耗的降低。
再有，根据第十一方面的发明，因为是用所述直交流转换电路3转换的电力供给压縮机的电动机5，所以与Y型接线直交流转换电路相比就能够降低开关损耗，获得该压縮机的运转效率的提高。特别是如第十二方面的发明那样，通过供给设置在空调机的制冷剂回路中的压縮机电力，获得空调机运转效率的提高。


图1是表示第一实施方式所涉及的电力转换装置的概略构成的电路图。
图2是表示区域I中复平面上的电压矢量与磁通矢量的关系的图。图3是表示区域I中磁通矢量的轨迹的图。图4是在复平面上将磁通矢量的轨迹分为四个区域情况下的图。图5是表示区域II中磁通矢量的轨迹的图。
图6是表示区域II中复平面上的电压矢量与磁通矢量的关系的图。图7是表示各区域中电压矢量的输出顺序的一览表。图8是表示控制电路的概略构成的方框图。图9是表示仿真结果的图。
图10是表示第二实施方式的区域I中磁通矢量的轨迹的图。
图11是表示区域II中的磁通矢量轨迹的图。
图12是表示各区域中电压矢量的输出顺序的一览表。
图13是表示仿真结果的图。
图14(a)是表示第二实施方式的情况下的仿真结果(FET解析结果)的图。
图14(b)是表示现有技术的情况下的仿真结果(FET解析结果)的图。图15是表示第三实施方式的区域I中磁通矢量的轨迹的图。图16是表示各区域中电压矢量的输出顺序的一览表。
图n是表示仿真结果的图。
图18(a)是表示第二实施方式的情况下的仿真结果(FET解析结果)的图。
图18(b)是表示现有技术的情况下的仿真结果(FET解析结果)的图。图19是表示第四实施方式所涉及的电力转换装置的概略构成的电路图。
图20是表示现有技术的开关控制的控制电路的图。
一符号说明一
1、 11 电力转换装置
2、 12 电容电路2a、 2b、 12a、 12b 电容器
3、 13 直交流转换电路3a 3d、 13a 13f 开关元件
4、 14 控制电路
5、 15 马达(负荷)
14a 开关控制部(开关控制机构)
15b 开关电路控制部(开关电路控制机构)
16 开关电路
legl、 leg2、 leg3 开关脚
Vp、 V0 V3 电压矢量
Xp 磁通矢量
具体实施例方式
以下，基于附图详细说明本发明的实施方式。另外，以下的实施方式，从本质上说是优选的示例，并无意于限制本发明的适用物或用途范围。
(发明的第一实施方式)
以下说明本发明的第一实施方式。如图1所示，本实施方式的电力转换装置1包括电容电路2、直交流转换电路3和控制电路4(开关控制机构)。另外，尽管没有特别图示，所述电力转换装置1中包括整流商用电源的交流电压转换成直流电压的整流电路。还有，所述电力转换装置1用以驱动例如设置在空调机的制冷剂回路中的压縮机的电动机(以下也称 为马达)。
所述电容电路2设置为串联两个电容器2a、 2b连接于未图示的整流 电路。该电容电路2充放由整流电路转换了的直流电压。
所述直交流转换电路3并联于电容电路2。该直交流转换电路3具 有四个开关元件3a 3d，它们为桥式接线。S卩，所述直交流转换电路3， 构成为接线两个串联两个开关元件而成的开关脚legl、 leg2，通过这些开 关元件3a 3d的开关动作，将直流电压转换为交流电压，供给马达5。 另外，所述各开关元件3a 3d构成晶体管(自己消弧元件)与二极管并联 形成的半导体开关。
并且，所述电容电路2中两个电容器2a、 2b之间、及直交流转换电 路3的开关脚legl、 leg2的中间点，作为负荷分别连接于马达5的各相。 也就是说，所述直交流转换电路3，开关元件3a 3d对于负荷5V型接 线，构成所谓的V型接线直交流转换电路。
所述那样的V型接线直交流转换电路中，与现有技术的Y型接线直 交流转换电路相比，因为减少了开关元件的个数，就降低了这部分开关 元件上产生的损耗，另一方面，若要与Y型接线直交流转换电路一样输 出电压，与该Y型接线直交流转换电路相比就需要成倍的输入电压。
还有，因为与以上所述这样的Y型接线直交流转换电路相比减少了 开关元件的个数，在直交流转换电路3从直流电压转换成交流电压之际， 更容易在电压波形中产生变形，容易包含入更多的高频谐波成分。若这 样，在所述负荷5上产生的涡电流就增大，导致铁芯损耗增大。
对此，本发明中，进行该直交流转换电路3内的开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作控制，使得降低直交流转换电路3的输出电压中所包含的 高频谐波成分。即，本发明中，积分所述直交流转换电路3的电压矢量 得到的磁通矢量的轨迹在复平面上，越接近圆形包含在该直交流转换电 路3的输出电压内的高频谐波成分就越少，能够得到更接近正弦波形的 出波形，注意到这一点，使用由所述直交流转换电路3的幵关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的电压矢量进行该开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作控制，使得磁通矢量的轨迹接近圆形。
首先，在以下说明磁通矢量与圆轨迹的关系。
如所述图1所示，以上所述那样的V型接线直交流转换电路(3)的输
出端子的电位设为Vu Vw，电压矢量Vp以及由该电压矢量Vp的时间 积分得到的磁通矢量(Ap)由以下的数式定义。 (数式l)
5
R+" 、+气
(1)
(数式2)
^ = JV .........(2)
在此，a:exp(j2兀/3)
并且，例如，在所述负荷5上施加以下式(3)所示的理想三相交流电 压时的电压矢量V、磁通矢量X，使用所述式(l)、 (2)，成为 (数式3)
<formula>formula see original document page 16</formula>
V=Va.exp(—jot) .........(4)
入=jVa/co.exp(—jot) .........(5)
艮P，只要所述负荷5上施加三相平衡的正弦波电压，通过描绘磁通 矢量人在振幅Va/o)及角频率①变化时的圆轨迹，要得到所述V型接线直 交流转换电路3的输出电力波形中包含高频谐波成分的波形，只要使该V 型接线直交流转换电路3中的磁通矢量Xp的轨迹接近圆形即可。在此， 所述式(4)、 (5)中Va意味着电压的最大值。
接下来，说明所述电压矢量。
在图1所示的V型接线直交流转换电路3中，若各开关脚legl、 leg2 的上臂的开关元件3a、 3c的导通状态用l表示，下臂的开关元件3b、 3d 的导通状态用0表示，则UV相就存在OO、 01、 10、 11的四种开关状态。另外，各幵关脚legl、 leg2中，当上臂的开关元件3a、 3c成为导通状态 时，该下臂开关元件3b、 3d成为非导通状态，而当该下臂开关元件3b、 3d成为导通状态时，则上臂的开关元件3a、 3c成为非导通状态。以下， 分别用V0 V3表示以上所述那样的00 11的状态时的电压矢量Vp。
例如，从所述图l可知，V2(UV相中10的状态)中的三相电压，成 为ViHEd、 Vv=0、 Vw=Ed/2，通过所述(l)式成为
(数式4)
<formula>formula see original document page 17</formula>同样，若计算其它状态的电压矢量Vp，则成为 (数式5)
<formula>formula see original document page 17</formula>(数式6)
(数式7)
<formula>formula see original document page 17</formula>将这些各电压矢量V0 V3表示到复平面上就成为图2所示的。这 样就得知了如上所述的V型接线直交流转换电路3的情况，得到的电 压矢量是V0 V3四种。还有，Y型接线直交流转换电路中，在得到的 电压矢量中，具有没有大小的零电压矢量，但是所述V型接线直交流转 换电路3中，没有这样的零电压矢量。
并且，本发明中，具有这样特征的V型接线直交流转换电路3中， 在所述电压矢量V0 V3的输出顺序及输出期间上潜心钻研，使得磁通 矢量Xp的复平面上的轨迹更接近圆形。
具体地讲，为了使所述直交流转换电路3的磁通矢量Ap轨迹接近圆 形，考虑使在短时间相对于理想的圆轨迹的Ap的偏移^接近于"0"。这 种情况下的磁通矢量Ap的轨迹的一例表示在图3中。这个图3，是表示在载波频率的一周期TO期间，组合电压矢量Vp使Xp尽可能接近圆轨迹
(图3中Al—A2之间的线)的示例。
也就是说，所述图3中，为了追随载波频率一周期TO间电压指令值 Vr，只要用多个电压矢量Vp在磁通矢量Xp描绘从Al到A2点为止移动 的轨迹即可。另外，该图3的示例中，载波频率的一周期T0，是等于 Ta+Tb+2Tc+2Td的周期值。
所述图3的示例中，首先，在Al点的状态下，使电压矢量V2在 (Ta+i:c)/2的期间移动到Cr点。其后，使与所述电压矢量V2逆方向的电 压矢量Vl在Tc/2的期间，输出且返回到C1点的位置。并且，使电压矢 量V3在(i:b+Td)/2的期间，输出且移动到B1，点。其后，使与所述电压矢 量V3逆方向的电压矢量V0在Td/2输出，到达B1点。
接下来，在从B1点相A2点移动之际，只要以与所述顺序相反的顺 序输出电压矢量Vp即可。首先，使电压矢量V0在Td/2的期间，输出且 移动到B2'点后，使与其逆方向的电压矢量V3在(化+id)/2的期间，输出 且移动到C2点。其后，使电压矢量VI在tc/2的期间，输出且移动到 C2，点后，使与其逆方向的电压矢量V2在(Ta+tc)/2间输出，到达A2点。
在此，如上所述，因为T0=Ta+Tb+2TC+2Td，所述ra Td，能够由以 下的式子表示。
Ta=k'TO.coscpO
Tb=V5.k,T0.s—0
tc = 1/2.(T0—Ta—Tb).(i:a/(T:a+i;b))
Td= 1/2.(T0—ia—Tb).(化/(Ta+T;b))
在此，上式中，k=V^'Vr/Ed。
另外，通过所述图3，输出所述电压矢量V0 V3的期间tO t3成
为
i;0=T:d t1 =tc
T3=Tb + Td。
18这样，通过一次B点以及C点后，若要在相同的轨迹上往返的话，
如上所述，因为所述V型接线直交流转换电路3上不具有没有大小的零
电压矢量，所以无法在一点上停止人p。还有，如上所述，通过重叠xp的 轨迹描绘轨迹，这样，就不再需要那部分对应载波频率的将Xp的轨迹描 绘大的轨迹，所以就能够尽可能地降低输出电压所包含的高频谐波成分。
在此，从所述四个电压矢量V0 V3中选择电压矢量和它的输出期 间，如图4所示对应于复平面上的区域而不同。也就是说，要使磁通矢 量Xp的轨迹接近圆轨迹，随着在圆的哪个位置描绘轨迹所使用的电压矢 量的顺序是不同的。所述图3的示例，是在所述图4区域I的描绘磁通 矢量Xp的轨迹的情况的一例，该图4的区域II中，描绘如图5所示的磁 通矢量、p的轨迹。
具体地讲，所述区域II中，在Al点使电压矢量V3在(i:a+TC)/2的期 间，输出且移动到Cr点后，使与其逆方向的电压矢量V0在tc/2的期间，
输出且移动到C1点。其后，使电压矢量Vl在(Tb+Td)/2的期间，输出且 移动到B1，点后，使与其逆方向的电压矢量V2在i:d/2的期间，输出且到 达B1点。
接下来，当从B1点向A2点移动之际，只要以与所述顺序相反的顺 序输出电压矢量Vp即可。也就是说，首先，使电压矢量V2在Td/2的期 间，输出且移动到B2'点后，使与其逆方向的电压矢量Vl在0b+id)/2的 期间，输出且移动到C2点。其后，使电压矢量V0在ic/2的期间，输出 且移动到C2'点后，使与其逆方向的电压矢量V3在(Ta+TC)/2间输出，到 达A2点。
这时的ra Td与所述区域I的情况一样，使用图6的复平面上的电 压矢量Vp与磁通矢量Ap的关系由以下的式子表示。 Ta=V^k'TOsincpO Tb=K.TO.coscpO
tc = 1/2.(T0—Ta—Tb)'(i:a/(T;a+T:b)) ud= 1/2.(T0—ra—Tb)'(Tb/(ra+Tb》
另外，根据所述图5，与所述区域I的情况一样，输出所述电压矢量V0 V3的期间tO t3 ，
Tl=Tb + Td
T3=i;a+Tc0
同样，所述图4的m、 iv区域中，若求为使磁通矢量人p的轨迹接近
圆轨迹的电压矢量Vp的输出顺序及输出期间，则就成为图7所示。另外， 该图7，表示了进行双边调制情况的电压矢量Vp的输出模式，但是单边 调制的情况下，只要控制使得载波周期的一周期中使电压矢量Vp改变到 所述图7中的T0/2为止即可。
进行如上所述的PWM控制的所述控制电路4的构成表示在图8中。 该控制电路4包括进行各种运算的运算电路4a，以及对应该运算电路4a 的输出信号，输出对应于各电压矢量Vp的开关信号的PWM发生电路4b。 也就是说，所述控制电路4中，若给运算电路4a作为指令的输出电压振 幅指令值k及输出电压相位指令值cpO，则在所述图4的各个区域，用所 述t0 。、Ta Td的关系式算出t0 i:3。这个算出结果，作为信号被送 到所述PWM发生电路4b，在该PWM发生电路4b，将开关信号送给各 开关元件3a、 3b、 3c、 3d，使得对应这些期间输出图7所示那样的电压 矢量Vp。另夕卜，在该图中，S1到S4，意味着向该开关元件3a、 3b、 3c、 3d的输出信号。
进行以上那样的PWM控制情况的仿真结果表示在图9中。如该图9 所示那样因为能够从直交流转换电路3向负荷5提供三相平衡电流，所 以可知以上所述的PWM控制是妥当的控制方法。
一第一实施方式的效果一
通过以上所述，根据该实施方式，因为V型接线直交流转换电路3 的磁通矢量Xp，决定由该直交流转换电路3的开关元件的动作得到的四 个电压矢量Vp的输出顺序及输出期间，使得在复平面上描绘接近圆形的 轨迹，所以就能够降低该直交流转换电路3的输出电压包含的高频谐波 成分，也就能够降低连接于该直交流转换电路3的负荷5上产生的损耗。具体地讲，所述V型接线直交流转换电路3的情况下，由开关元件
3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的电压矢量Vp有四种，比Y型接线直交流 转换电路少，还有，不存在Y型接线直交流转换电路那样大小为零的电 压矢量，所以在输出电压波形上容易产生变形，该输出电压中包含的高 频谐波成分也变多，但是，通过决定图7那样的电压矢量Vp的输出顺序 及输出期间，使磁通矢量人p的轨迹更加接近圆形轨迹就成为可能，也就 能够降低输出电压中包含的高频谐波成分。
也就是说，所述直交流转换电路3的磁通矢量人p，为了在复平面上 描绘重复的轨迹，通过组合所述电压矢量Vp，即便是没有大小为零的V 型接线直交流转换电路3，磁通矢量人p上结合载波频率的一周期T0描绘 更接近圆形的轨迹成为可能。
还有，该实施方式中，如图3及图5所示，使用所述电压矢量Vp 描绘的磁通矢量人p的轨迹，成为在载波频率的半周期与夹着理想的圆轨 迹的点对称的轨迹，即所谓的进行双边调制，为此，能够使该磁通矢量人p 的轨迹更接近圆形，也就确实能够降低包含在输出电压中的高频谐波成 分。
还有，对应于图4所示的区域，通过改变所述电压矢量Vp的输出顺 序，就能够在各区域使磁通矢量人p的轨迹更加接近圆的轨迹，确实能够 进一步降低包含在输出电压中的高频谐波成分。
再有，使用以上所述那样构成的电力转换装置1，通过驱动设置在 空调机的制冷剂回路内的压縮机的电动机，可以降低该电动机上产生的 损耗，就能够获得提高由该压縮机引起的空调机整体的运转效率。也就 是说，空调机以及冰箱， 一般来说，在比额定输出低的区域(驱动压縮机 的电动机的低速旋转区域)运转的情况多，由此，即便是在这样的区域由 包括V型接线直交流转换电路3的电力转换装置1就能够充分地驱动电 动机，能够获得比使用Y型接线直交流转换电路的情况降低开关损耗的 效果。在此之上，通过控制如上所述的开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作， 即便是V型接线直交流转换电路3也能够防止电动机损耗的增大。
(发明的第二实施方式)200880015495.8
说明书第18/26页
接下来，说明本发明的第二实施方式所涉及的电力转换装置。该电 力转换装置，与所述第一实施方式的构造相同，只是控制内容不同，所 以，以下在相同的部分标注相同的符号，只是说明不同的部分。
具体地讲，该第二实施方式中，与所述第一实施方式不同，由直交
流转换电路3的开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的四种电压矢量Vp 中，用三种电压矢量描绘磁通矢量Ap使其更接近圆形轨迹。另外，该实 施方式中也是与第一实施方式一样，如图4所示将复平面上描绘磁通矢 量入p的区域分成四个区域，在各自的区域决定最适合的电压矢量的输出 顺序及输出期间。
也就是说，该实施方式中，在所述图4的区域I中，描绘如图10所 示的磁通矢量Ap的轨迹。图10中也是表示了与所述第一实施方式一样， 在载波频率的一周期T0期间，组合电压矢量Vp使得Xp尽可能接近圆轨 迹(图10中Al-A2之间的线)。还就是说，所述图10中，在载波频率的 一周期T0期间要追随电压指令值Vr，用多个电压矢量Vp使得磁通矢量 Ap的轨迹从Al点到达A2点即可。另外，该图10的例中，载波频率的 一周期T0，等于Ta+Tb+2Td。
在所述图10的示例中，首先，在Al点的状态下，使电压矢量V2 在Ta/2的期间，输出且移动到C1点。并且，使电压矢量V3在(T:c+Tb)/2 的期间，输出且移动到B1'点。
接下来，当从B1点向A2点移动之际，只要以与所述顺序相反的顺 序输出电压矢量Vp即可。也就是说，首先，使电压矢量V0在i:d/2的期 间，输出且移动到B2，点后，使与其逆方向的电压矢量V3在(i;b+Td)/2的 期间，输出且移动到C2点。其后，使电压矢量V2在i:a/2的期间，输出 且移动到A2点。
在此，如上所述，因为T0=ra+Tb+2Td，所述Ta、 Tb、 Td，使用图2 的复平面上的电压矢量Vp与磁通矢量Xp的关系可以由以下的式子表示。 Ta=k.TO.coscpO Tb=^.k'TO'sincpO id=l/2.(T0—ta—刑在此，上式中，k=V^Vr/Ed。
另外，根据所述图IO，输出所述电压矢量V0 V3的期间W、 t2、 。是如下式所述。
接下来，若说明所述图4的区域II的例，则该第二实施方式的区域 II中，进行电压矢量Vp的输出控制用以描绘如图11所示那样的磁通矢 量人p的轨迹。
具体地讲，在A1点使电压矢量V3在(ra+tc)/2的期间，输出且移动 到C1'点后，使与其逆方向的电压矢量V0在TC/2的期间，输出且移动到 Cl点。其后，使电压矢量Vl在Td/2的期间，输出且移动到B1点。
接下来，当从B1点向A2点移动之际，只要以与所述顺序相反的顺 序输出电压矢量Vp即可。也就是说，首先，使电压矢量V2在化/2的期 间，输出且移动到C2点后，使电压矢量V0在TC/2的期间，输出且移动 到C2'点。其后，使与其逆方向的电压矢量V3在(i:a+0/2的期间，输出 且到达A2点。
这时的Ta ic，与所述区域I的情况一样，使用图6的复平面上的 电压矢量Vp与磁通矢量Xp的关系由以下的式子表示。 Ta=4cT0. coscp0 Tb=K.TOsinq)0 tc=1/2'(T0—i;a—ib)
另外，根据所述图ll，与所述区域I的情况一样，输出所述电压矢 量V0、 VI、 V3的期间T0、 t1、 T3成为下式所述。
t;1 =化
同样，所述图4的in、 iv区域中，若求为使磁通矢量xp的轨迹接近
圆轨迹的电压矢量Vp的输出顺序及输出期间，则就成为图12所示。另
23外，该图12，表示了进行双边调制情况的电压矢量Vp的输出模式，但 是单边调制的情况下，只要控制使得载波周期的一周期中使电压矢量Vp
改变到所述图7中的t0/2为止即可。
进行如上所述的PWM控制的所述控制电路4的构成，与所述第一 实施方式图8—样，所以省略说明。
进行以上那样的PWM控制情况的仿真结果表示在图13中。如该图 13所示那样因为能够从直交流转换电路3向负荷5提供三相平衡电流， 所以可知以上所述的PWM控制是妥当的控制方法。还有，如图14(a)所 示，从与现有技术(图14(b)滩比峰值(特别是5KHz)大幅度减小，得知通 过如所述的控制能够输出高频谐波成分少的波形。因此，与现有技术的 控制方法相比，能够使磁通矢量Xp的轨迹更接近圆形，能够更降低输出 电压所包含的高频谐波成分。
一第二实施方式的效果一
通过以上所述，根据该实施方式，因为V型接线直交流转换电路3 的磁通矢量Xp，决定由该直交流转换电路3的开关元件的动作得到的四 个电压矢量Vp的输出顺序及输出期间，使得在复平面上描绘接近圆形的 轨迹，所以就能够降低该直交流转换电路3的输出电压包含的高频谐波 成分，也就能够降低连接于该直交流转换电路3的负荷5上产生的损耗。
具体地讲，所述V型接线直交流转换电路3的情况下，由开关元件 3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的电压矢量Vp有四种，比Y型接线直交流 转换电路少，还有，不存在Y型接线直交流转换电路那样大小为零的电 压矢量，所以在输出电压波形上容易产生变形，该输出电压中包含的高 频谐波成分也变多，但是，通过所述的构成，使磁通矢量、p的轨迹更加 接近圆形轨迹就成为可能，也就能够降低输出电压中包含的高频谐波成 分。
也就是说，所述直交流转换电路3的磁通矢量Xp，为了在复平面上 描绘重复的轨迹，通过组合所述电压矢量Vp，即便是没有大小为零的V 型接线直交流转换电路3,磁通矢量Xp上结合载波频率的一周期TO描绘 更接近圆形的轨迹成为可能。还有，通过使用三个为了描绘磁通矢量Xp的轨迹的电压矢量Vp， 与第一实施方式那样的用四个电压矢量Vp的情况相比，能够减少一次直
交流转换电路3的开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作，就可以获得降低这 部分的损耗。
还有，该实施方式中也是，如图10及图11所示，使用所述电压矢 量Vp描绘的磁通矢量Xp的轨迹，成为在载波频率的半周期与夹着理想 的圆轨迹的点对称的轨迹，即所谓的进行双边调制，为此，能够使该磁 通矢量Xp的轨迹更接近圆形，也就确实能够降低包含在输出电压中的高 频谐波成分。
再有，对应于图4所示的区域，通过改变所述电压矢量Vp的输出顺 序，就能够在各区域使磁通矢量入p的轨迹更加接近圆的轨迹，确实能够 进一步降低包含在输出电压中的高频谐波成分。
(发明的第三实施方式)
接下来，说明本发明的第三实施方式所涉及的电力转换装置。该电 力转换装置，与所述第一、二实施方式的构造相同，只是控制内容不同， 所以，以下在相同的部分标注相同的符号，只是说明不同的部分。
具体地讲，该第三实施方式中，与所述第二实施方式一样，由直交 流转换电路3的开关元件3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的四种电压矢量Vp 中，用三种电压矢量，在载波频率的半周期间T0/2内描绘使得磁通矢量 人p与理想的圆轨迹向交叉的轨迹。另外，该实施方式中也是与第一，二 实施方式一样，如图4所示将复平面上描绘磁通矢量Xp的区域分成四个 区域，在各自的区域决定最适合的电压矢量的输出顺序及输出期间。
也就是说，该实施方式中，在所述图4的区域I中，描绘如图15所 示的磁通矢量人p的轨迹。图15中也是表示了与所述第一、二实施方式 一样，在载波频率的一周期TO期间，组合电压矢量Vp使得入p尽可能接 近圆轨迹(图15中Al-A2之间的线)。还就是说，所述图15中，在载波 频率的一周期T0期间要追随电压指令值Vr，用多个电压矢量Vp使得磁 通矢量入p的轨迹从Al点到达A2点即可。
在所述图15的示例中，在Al点的状态下，使电压矢量按照V2 —V3—V0—V2—V0—V3—V2的顺序输出，使电压矢量V2的输出周期成 为所述第二实施方式(参照图10)的电压矢量V2的输出期间的一半。由此， 电压矢量Vp描绘的磁通矢量入p的轨迹，在载波频率的半周期T0/2的期 间(图15中A1—Bl间)与理想的圆轨迹(连接Al—Bl—A2的线)交叉。
通过这样做，所述磁通矢量Xp描绘的轨迹，因为描绘了更接近圆轨 迹的轨迹，所以能够比所述第一、二实施方式更降低输出电压所包含的 高频谐波成分，获得马达5上损耗的进一步降低。
另外，用三个电压矢量描绘磁通矢量Xp的轨迹的情况下，它们的输 出期间的关系式与所述第二实施方式一样，只是变换了它们的输出顺序， 所以省略各电压矢量的输出期间的详细计算。
并且，所述图4的ni、 IV区域中，若求为使磁通矢量Ap的轨迹接近 圆轨迹的电压矢量Vp的输出顺序及输出期间，则就成为图16所示。另 外，该图16，表示了进行双边调制情况的电压矢量Vp的输出模式，但 是单边调制的情况下，只要控制使得载波周期的一周期中使电压矢量Vp 改变到所述图16中的t2/4为止(V2—V3—V0—V2为止)即可。
进行如上所述的PWM控制的所述控制电路4的构成，与所述第一 实施方式图8—样，所以省略说明。
进行以上那样的PWM控制情况的仿真结果表示在图17及图18中。 如该图17所示那样因为能够从直交流转换电路3向负荷5提供三相平衡 电流，所以可知以上所述的PWM控制是妥当的控制方法。还有，如图 18(a)所示，从与现有技术(图18(b))相比峰值(特别是5KHz)大幅度减小， 得知通过如所述的控制能够输出高频谐波成分少的波形。因此，与现有 技术的控制方法相比，能够使磁通矢量人p的轨迹更接近圆形，能够更降 低输出电压所包含的高频谐波成分。
一第三实施方式的效果一
通过以上所述，根据该实施方式，因为V型接线直交流转换电路3 的磁通矢量Xp，决定由该直交流转换电路3的开关元件的动作得到的四 个电压矢量Vp的输出顺序及输出期间，使得在复平面上描绘接近圆形的 轨迹，所以就能够降低该直交流转换电路3的输出电压包含的高频谐波
26成分，也就能够降低连接于该直交流转换电路3的负荷5上产生的损耗。 具体地讲，所述V型接线直交流转换电路3的情况下，由开关元件
3a、 3b、 3c、 3d的动作得到的电压矢量Vp有四种，比Y型接线直交流 转换电路少，还有，不存在Y型接线直交流转换电路那样大小为零的电 压矢量，所以在输出电压波形上容易产生变形，该输出电压中包含的高 频谐波成分也变多，但是，通过所述的构成，使磁通矢量Ap的轨迹更加 接近圆形轨迹就成为可能，也就能够降低输出电压中包含的高频谐波成 分。
也就是说，所述直交流转换电路3的磁通矢量人p，为了在复平面上 描绘重复的轨迹，通过组合所述电压矢量Vp，即便是没有大小为零的V 型接线直交流转换电路3，磁通矢量Xp上结合载波频率的一周期T0描绘 更接近圆形的轨迹成为可能。
还有，因为通过决定电压矢量Vp的输出顺序及输出期间使得描绘磁 通矢量Xp的轨迹与圆轨迹交叉，所以就能够使该磁通矢量Xp的轨迹更 接近圆形，也就确实能够降低包含在输出电压中的高频谐波成分。
还有，该实施方式中也是，如图15所示，使用所述电压矢量Vp描 绘的磁通矢量入p的轨迹，成为在载波频率的半周期与夹着理想的圆轨迹 的点对称的轨迹，即所谓的进行双边调制，为此，能够使该磁通矢量Xp 的轨迹更接近圆形，也就确实能够降低包含在输出电压中的高频谐波成 分。
再有，对应于图4所示的区域，通过改变所述电压矢量Vp的输出顺 序，就能够在各区域使磁通矢量Xp的轨迹更加接近圆的轨迹，确实能够 进一步降低包含在输出电压中的高频谐波成分。
(发明的第四实施方式)
接下来，说明本发明的第四实施方式。如图19所示，该电力转换装 置11，在为使直交流转换电路13能够切换为V型接线和Y型接线而设 置了开关电路16这一点及该直交流转换电路3上设置了六个开关元件 13a、 13b、 13c、 13d、 13e、 13f这一点与所述第一至第三实施方式的电 力转换装置1不同。以下，相同的部分标注相同的符号，只说明不同的部分。
具体地讲，所述电力转换装置11包括三组各由两个串联开关脚
legl、 leg2、 leg3，各个开关脚legl、 leg2、 leg3与马达15的各相连接。 并且，在其中的一个开关脚legl的中间点与电容电路12的串联电容器 13a、 13b的中间电位之间设置了开关电路16。
还有，所述电力转换装置ll包括具有进行所述开关元件13a、 13b、 13c、 13d、 13e、 13f的动作控制的开关控制部14a(开关控制装置)和进行 所述开关电路16的开关的开关电路控制部14b(开关电路控制装置)的控 制电路14。
也就是说，该电力转换装置11构成为通过所述开关电路控制部14b 切换开关电路16的开关而使直交流转换电路13切换为三相接线动作(三 相直交流转换)和两相接线动作(V型接线直交流转换)。具体地讲，若由 所述开关电路控制部14b使开关电路16成为导通状态且由所述开关控制 部14a使开关电路16连接的开关脚legl的开关元件13a、 13b成为非导 通状态，则成为两相接线动作。另一方面，若使所述开关电路16成为非 导通状态，则切换为三相接线动作。
也就是说，三相接线动作中，三个开关脚legl、 leg2、 leg3被开关， 电容电路12的直流电压Ed的全部电压施加在马达15上。另一方面，两 相接线动作中，两个开关脚leg2、 leg3被开关，电容电路12的直流电压 Ed的约1/2电压施加在马达15上。因此，两相接线动作中，使用的开关 数量与三相接线动作相比成为2/3，因此，直交流转换损耗(开关损耗)降 低了约2/3。
然而，所述两相接线动作中，如上所述，因为只有电容电路12的直 流电压的一半施加在马达15上，所以优选的是该马达15的高速旋转时 为三相接线动作，而只在低速旋转时为两相接线动作。这样，对应马达 15等的负荷状况，控制所述开关电路16，通过切换直交流转换电路13 的接线动作，就能够获得电力转换装置的节能。
特别是，所述电力转换装置ll，优选的是用于驱动设置在空调机的 制冷剂回路中的压縮机的电动机15用。空调机， 一般的是，夏季或冬季那样制冷热负荷大的情况下，压縮机在高速旋转区域(高输出功率区域) 运转，所谓的中间期那样负荷小的情况下，压縮机在低速旋转区域(低输 出区域)运转。因此，驱动用于空调机的压縮机的电动机15的情况下，对 应该电动机15的负荷控制所述开关电路16切换接线动作即可。在此， 尽管未图示，空调机的制冷剂回路，压縮机、冷凝器、膨胀机构、蒸发 器连接成封闭回路，能够进行制冷剂可逆循环的蒸气压缩式制冷循环。
并且，具有如上所述构成的电力转换装置11中，使开关电路16成
为导通状态且使得所述直交流转换电路3成为V型接线状态的情况下， 所述开关控制部14a，进行如第一至第三实施方式那样的电压矢量Vp的 输出控制使得磁通矢量Ap描绘接近圆形的轨迹。由此，就可以降低输出 电压包含的高频谐波成分，获得降低马达15上产生的损耗。 一第四实施方式的效果一
通过以上所述，根据该实施方式，通过将电力转换装置ll构成为直 交流转换电路13能够切换三相接线动作和两相接线动作的构成，使得在 马达15低速旋转时成为V型接线状态，而在该马达15的高速旋转时成 为Y型接线状态，就能够获得电力转换装置ll的损耗降低，且对应于高 速旋转时使马达15动作。也就是说，马达15在低转速时，由V型接线 能够获得开关损耗的降低，而另一方面在马达15的高速旋转时，由Y型 接线能够获得高启动电力，就可以使该马达15容易高速旋转。
还有，所述直交流转换电路13为V型接线状态的情况下，使用如第 一至第三实施方式那样通过控制该直交流转换电路13的开关元件13a、 13b、 13c、 13d、 13e、 13f用电压矢量Vp描绘磁通矢量入p的轨迹使其接 近于圆形，这样就能够降低输出电压中所含的高频谐波成分。由此，在 马达15中，就能够防止由于高频谐波成分引起的铁芯损耗，获得该马达 15的运转效率的提高。
再有，通过将如上所述的电力转换装置11作为供给制冷剂回路的压 縮机的电动机15电力的电源装置，就可以获得该电动机15的效率提高， 由此也就可以提高空调机等的运转效率。
(其他实施方式)
29所述各实施方式还可以是以下的构成。
所述各实施方式中，使用三个以上电压矢量Vp，使磁通矢量、p成
为近似三角形状的轨迹，但是并不限于此，可以以较小间隔切换电压矢 量Vp而描绘成锯齿状轨迹，描绘更接近圆形的轨迹。
还有，所述各实施方式中，磁通矢量Xp的轨迹，从近似三角形状的 轨迹由突出部分往复，但是并不限于此，还可以在图IO所示的近似三角 形状的轨迹内往复。
还有，所述各实施方式中，电容电路12是由两个电容器2a、 2b构 成的，但是并不限于此，还可以由三个以上的电容器构成。
再有，所述各实施方式中，将开关元件3a、 3b、 3c、 3d是由晶体管 (自己消弧形元件)和二极管并联的半导体开关构成的，但是并不限于此， 只要是能够开关的构成，任何构成均可。
一产业上的实用性一
正如以上说明的一样，本发明，特别对于包括V型接线的直交流转 换电路3的电力转换装置是有用的。
权利要求
1.一种电力转换装置，包括电容电路(2)和直交流转换电路(3)，该电容电路(2)具有相互串联的多个电容器(2a、2b)且能够充放直流电压，该直交流转换电路(3)是由各自由两个开关元件(3a、3b、3c、3d)串联而成的两组开关脚(leg1、leg2)分别并联于所述电容电路(2)而成的；所述直交流转换电路(3)的各开关脚(leg1、leg2)之间的中间点分别连接于负荷(5)，并且所述电容电路(2)的中间电位点也连接于所述负荷(5)，将所述电容电路(2)的直流电转换成交流电供给所述负荷(5)，其特征在于所述电力转换装置还包括开关控制机构(4)，该开关控制机构(4)进行所述直交流转换电路(3)的各开关元件(3a、3b、3c、3d)的动作控制，使得用所述开关元件(3a、3b、3c、3d)的动作得到的电压矢量(Vp)在复平面上描绘的磁通矢量(λp)的轨迹接近圆形。
2. 根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于所述开关控制机构(4)构成为在载波频率的一个周期内使用所述直交流转换电路(3)的开关元件(3a、 3b、 3c、 3d)的动作得到的四个电压矢量(V0、 VI、 V2、 V3)中的至少三个电压矢量描绘所述磁通矢量(Xp)的轨迹。
3. 根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于所述开关控制机构(4)，基于载波频率(TO)计算为描绘所述磁通矢量(入p)的轨迹所使用的各电压矢量(VO、 VI、 V2、 V3)的输出期间，并且进行所述开关元件(3a、 3b、 3c、 3d)的动作控制，使得对应该计算出的输出期间输出所述各电压矢量(VO、 VI、 V2、 V3)。
4. 根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于所述开关控制机构(4)，进行所述开关元件(3a、 3b、 3c、 3d)的动作控制，使得所述磁通矢量(^p)的轨迹在复平面上重叠。
5. 根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于所述开关控制机构(4)，在载波频率的一个周期内使用全部的所述四个电压矢量(V0、 VI、 V2、 V3)进行所述开关元件(3a、 3b、 3c、 3d)的动作控制，使得所述磁通矢量(人p)的轨迹接近圆形。
6. 根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于所述开关控制机构(4)，在载波频率的一个周期内使用所述四个电压矢量(V0、 VI、 V2、 V3)中的三个电压矢量进行所述开关元件(3a、 3b、 3c、3d)的动作控制，使得所述磁通矢量(Xp)的轨迹接近圆形。
7. 根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于-所述开关控制机构(4)，使用所述四个电压矢量(VO、 VI、 V2、 V3)中的三个电压矢量，进行所述开关元件(3a、 3b、 3c、 3d)的动作控制，使得在载波频率的半周期内描绘交叉于所述磁通矢量(Xp)的理想圆轨迹的轨迹。
8. 根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于所述开关控制机构(4)构成为，当将所述磁通矢量(入p)描绘到复平面上的轨迹划分成多个区域(I 、 II 、 III、 IV)的情况下，对应于各区域(I、II、 III、 IV)改变所述电压矢量(VO、 VI、 V2、 V3)的输出顺序及输出期间，使得在各个区域(I、 II、 III、 IV)中该磁通矢量(Ap)的轨迹接近圆弧。
9. 根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于所述开关控制机构(4)，进行所述开关元件(3a、 3b、 3c、 3d)的动作控制，使得在载波频率的每个半周期用电压矢量(VO、 VI、 V2、 V3)描绘的磁通矢量ap)的轨迹夹着理想圆轨迹成点对称。
10. —种电力转换装置，包括电容电路(12)、直交流转换电路(13)、开关电路(16)和开关电路控制机构(14b)，该电容电路(12)具有相互串联的多个电容器(12a、 12b)且能够充放直流电压，该直交流转换电路(13)是由各自由两个开关元件(13a、 13b、 13c、 13d、 13e、 13f)串联而形成的三组开关脚(legl、 leg2、 leg3)分别并联于所述电容电路(12)而成的，该开关电路(16)连接于所述电容电路(12)的中间电位点与所述直交流转换电路(13)的一个开关脚(legl)的中间点之间，当所述负荷(15)为低负荷的情况下，该开关电路控制机构(14b)使所述开关电路(16)成为导通状态而使得所述直交流转换电路(13)进行两相接线动作，而当所述负荷(15)为高负荷的情况下，该开关电路控制机构(14b)又使所述开关电路(16)成为非导通状态而使得所述直交流转换电路(13)进行三相接线动作，其特征在于该电力转换装置还包括开关控制机构(14a)，该开关控制机构(14a)，在由所述开关电路控制机构(14b)使得所述开关电路(16)成为导通状态的情况下，在载波频率一周期内，使用由所述直交流转换电路(13)的开关元件(13a、 13b、 13c、 13d、 13e、 13f)的动作得到的四个电压矢量(V0、 VI、V2、 V3)中的至少三个电压矢量，进行该各开关元件(13a、 13b、 13c、 13d、13e、 13f)的动作控制，从而使得复平面上的磁通矢量(人p)的轨迹接近圆形。
11. 根据权利要求1至10中任一项所述的电力转换装置，其特征在于所述电力转换装置构成为用由所述直交流转换电路(3)转换成的交流电驱动压縮机的电动机(5)。
12. 根据权利要求ll所述的电力转换装置，其特征在于所述压縮机设置在空调机的制冷剂回路中。
全文摘要
本发明公开了一种电力转换装置。在包括V型接线的直交流转换电路的电力转换装置中，降低包含在输出电压中的高频谐波成分，获得了降低马达等的负荷损耗的效果。使用由V型接线直交流转换电路(3)的四个开关元件(3a、3b、3c、3d)的动作而得到的电压矢量(Vp)，控制该开关元件(3a、3b、3c、3d)的动作，使得磁通矢量(λp)的轨迹在复平面上接近圆形轨迹。具体地讲，使用四个电压矢量(Vp)中的至少三个电压矢量(Vp)决定该电压矢量(Vp)的输出顺序及输出期间，使得磁通矢量(λp)的轨迹接近圆形。
文档编号H02M7/5387GK101682269SQ20088001549
公开日2010年3月24日 申请日期2008年5月1日 优先权日2007年5月23日
发明者松野澄和, 芳贺仁 申请人:大金工业株式会社