专利名称：具有双边缓冲网络的zvs全桥三电平变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种三电平变换器，具体涉及一种全桥三电平变换器。
背景技术：
随着电力电子应用技术的发展，要求电力转换装置向体积小、重量轻、容量大、效 率高的方向发展。为达到上述要求，则需要提高开关频率，从而实现高的功率密度。为了降 低随开关频率增加而增大的开关损耗，开关模式的变流器技术从传统的变流器发展到了各 种谐振式变流器和多种软开关式变流器。其中，软开关技术被认为是克服传统变流器缺陷 的最有效的方式。有源三相cos识补偿技术可减少网侧输入电流的谐波，提高cosp。但该技术多用升 压型电路结构，输出电压较高(大于等于800V)，迫使其后级的DC/DC变换电路在较高电压 下工作，严重影响了开关器件的选择和变换器的效率。常用的单端电路和桥式电路在高压、 大功率的工作场合显得力不从心，开关管两端承受的电压为输入电压，所以开关管的选择 受到较大的限制高电压M0SFET开关管可选范围小、价格高且通态电阻和导通损耗较大， 使变换器的效率降低。而采用三电平拓扑可以有效地降低开关管两端的电压应力，并能够 减小输出电压的谐波，但是传统的ZVS三电平变换器工作在高压大功率场合时，存在整流 二极管两端存在的电压过冲的现象，滞后臂开关管实现ZVS困难的问题。
发明内容
本发明为了解决传统的ZVS三电平变换器工作在高压大功率场合时，存在整流二 极管两端存在的电压过冲的现象，滞后臂开关管实现ZVS困难的问题，而提出的具有双边 缓冲网络的ZVS全桥三电平变换器。具有双边缓冲网络的ZVS全桥三电平变换器，它由第一分压电容、第二分压电容、 第一开关管至第八开关管、第一二极管至第八二极管、第十一二极管、第十二二极管、第九 续流二极管、第十续流二极管、第十三续流二极管、第十四续流二极管、第十五二极管、第 十六二极管、第一结电容至第八结电容、第一整流二极管、第二整流二极管、第一飞跨电容、 第二飞跨电容、滤波电感、滤波电容、第九电容、第一电感、谐振电感、谐振电容、变压器和电 阻组成；第一分压电容的一端同时与正电压端、第一开关管的漏极、第一二极管的阴极、第 一结电容的一端、第十五二极管的阴极、第五开关管的漏极、第五二极管的阴极和第五结电 容的一端相连；第一分压电容的另一端同时与第二分压电容的一端、第九续流二极管的阳 极、第十续流二极管的阴极、第十三续流二极管的阳极和第十四续流二极管的阴极相连；第 二分压电容的另一端同时与负电压端、第四开关管的源极、第四二极管的阳极、第四结电容 的一端、第十六二极管的阳极、第八开关管的源极、第八二极管的阳极和第八结电容的一端 相连；第九续流二极管的阴极同时与第一飞跨电容的一端、第一开关管的源极、第二开关管 的漏极、第一二极管的阳极、第二二极管的阴极、第一结电容的另一端和第二结电容的一端 相连；第十续流二极管的阳极同时与第一飞跨电容的另一端、第三开关管的源极、第四开关管的漏极、第三二极管的阳极、第四二极管的阴极、第三结电容的一端和第四结电容的另一 端相连；第二开关管的源极同时与第三开关管的漏极、第二二极管的阳极、第二结电容的另 一端、第一电感的一端、第三二极管的阴极、第三结电容的另一端相连；第十三续流二极管 的阴极同时与第五结电容的另一端、第六结电容的一端、第二飞跨电容的一端、第五二极管 的阳极、第六二极管的阴极、第五开关管的源极和第六开关管的漏极相连；第十四续流二极 管的阳极同时与第二飞跨电容的另一端、第七结电容的一端、第八结电容的另一端、第七二 极管的阳极、第八二极管的阴极、第七开关管的源极和第八开关管的漏极相连；第六结电容 的另一端同时与第六二极管的阳极、第六开关管的源极、谐振电感的一端、第七开关管的漏 极、第七二极管的阴极和第七结电容的另一端相连；第一电感的另一端与变压器的原边同 名端相连；谐振电感的另一端同时与第十五二极管的阳极、第十六二极管的阴极和谐振电 容的一端相连；谐振电容的另一端与变压器的原边非同名端相连；变压器的第一副边同名 端与第一整流二极管的阳极相连；第一整流二极管的阴极同时与第二整流二极管的阴极、 第九电容的一端和滤波电感的一端相连；第二整流二极管的阳极与变压器的第二副边非同 名端相连；滤波电感的另一端同时与第十二二极管的阴极、电阻的一端和滤波电容的一端 相连；第十二二极管的阳极同时与第九电容的另一端和第十一二极管的阴极相连；滤波电 容的另一端同时与第十一二极管的阳极、电阻的另一端、变压器的第一副边非同名端和变 压器的第二副边同名端相连。具有双边缓冲网络的ZVS全桥三电平变换器，通过在变压器Tr原副边增加缓冲网 络较好地解决滞后桥臂开关管在轻载下实现ZVS困难的问题，并且可以有效抑制变压器Tr 副边整流侧及整流二极管两端的电压尖峰和振荡，而且改进拓扑没有采用有源元件，所引 入的元件损耗小，提高了变换器的效率，在满载时，工作效率可以达到86. 1%。
图1为本发明的电路原理图；图2为本发明主要工作波形图；图3为开关模态0的 电路原理图；图4为开关模态1的电路原理图；图5为开关模态2的电路原理图；图6为开 关模态3的电路原理图；图7为开关模态4的电路原理图；图8为开关模态5的电路原理 图；图9为开关模态6的电路原理图；图10为开关模态7的电路原理图；图11为开关模态 8的电路原理图；图12为开关模态9的电路原理图；图13为开关模态10的电路原理图；图 14为第一开关管Q1在10%额定负载下的驱动信号与漏源极电压波形图，曲线1为驱动信 号波形图，曲线2为漏源极电压波形图，曲线1纵坐标每格10V，曲线2纵坐标每格20V，横 坐标每格2. 5 y s ；图15为第一开关管Q1在额定负载下的驱动信号与漏源极电压波形图， 曲线1为驱动信号波形图，曲线2为漏源极电压波形图，曲线1纵坐标每格10V，曲线2纵 坐标每格20V，横坐标每格2. s ；图16为第五开关管Q5在10%额定负载下的驱动信号 与漏源极电压波形图，曲线1为驱动信号波形图，曲线2为漏源极电压波形图，曲线1纵坐 标每格10V，曲线2纵坐标每格20V，横坐标每格2. s ；图17为第五开关管Q5在额定负 载下的驱动信号与漏源极电压波形图，曲线1为驱动信号波形图，曲线2为漏源极电压波形 图，曲线1纵坐标每格10V，曲线2纵坐标每格20V，横坐标每格2. 5 y s ；图18为变压器Tr 的原边A、B两点间电压Uab在10%额定负载下的波形图，曲线1为变压器Tr原边电压波形 图，曲线2为变压器Tr副边电压波形图，曲线1纵坐标每格50V，曲线2纵坐标每格40V，横坐标每格2. 5 y s ；图19变压器Tr的原边A、B两点间电压Uab在额定负载下的波形图，纵坐 标每格50V，横坐标每格2. s ；图20为本发明所述变换器改进拓扑后输出整流电压波形 图，纵坐标每格10V，横坐标每格2. 5 y s ；图21为传统变换器基本拓扑下输出整流电压波形 图，纵坐标每格10V，横坐标每格2. s ；图22为本发明的效率曲线图。
具体实施例方式具体实施方式
一结合图1说明本实施方式，本实施方式由第一分压电容Cdl、 第二分压电容Cd2、第一开关管Q1至第八开关管Q8、第一二极管D1至第八二极管D8、第 十一二极管D11、第十二二极管D12、第九续流二极管D9、第十续流二极管D10、第十三续流 二极管D13、第十四续流二极管D14、第十五二极管Dpi、第十六二极管Dp2、第一结电容C1 至第八结电容C8、第一整流二极管Drl、第二整流二极管Dr2、第一飞跨电容Cssl、第二飞跨 电容Css2、滤波电感Lf、滤波电容Cf、第九电容Cn、第一电感Lr、谐振电感Ls、谐振电容Cs、 变压器Tr和电阻R组成；第一分压电容Cdl的一端同时与正电压端、第一开关管Q1的漏极、第一二极管D1 的阴极、第一结电容C1的一端、第十五二极管Dpi的阴极、第五开关管Q5的漏极、第五二极 管D5的阴极和第五结电容C5的一端相连；第一分压电容Cdl的另一端同时与第二分压电容Cd2的一端、第九续流二极管D9 的阳极、第十续流二极管D10的阴极、第十三续流二极管D13的阳极和第十四续流二极管 D14的阴极相连;第二分压电容Cd2的另一端同时与负电压端、第四开关管Q4的源极、第四二极管 D4的阳极、第四结电容C4的一端、第十六二极管Dp2的阳极、第八开关管Q8的源极、第八二 极管D8的阳极和第八结电容C8的一端相连；第九续流二极管D9的阴极同时与第一飞跨电容Cssl的一端、第一开关管Q1的源 极、第二开关管Q2的漏极、第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极、第一结电容C1的 另一端和第二结电容C2的一端相连；第十续流二极管D10的阳极同时与第一飞跨电容Cssl的另一端、第三开关管Q3 的源极、第四开关管Q4的漏极、第三二极管D3的阳极、第四二极管D4的阴极、第三结电容 C3的一端和第四结电容C4的另一端相连；第二开关管Q2的源极同时与第三开关管Q3的漏极、第二二极管D2的阳极、第二 结电容C2的另一端、第一电感Lr的一端、第三二极管D3的阴极、第三结电容C3的另一端 相连；第十三续流二极管D13的阴极同时与第五结电容C5的另一端、第六结电容C6的 一端、第二飞跨电容Css2的一端、第五二极管D5的阳极、第六二极管D6的阴极、第五开关 管Q5的源极和第六开关管Q6的漏极相连；第十四续流二极管D14的阳极同时与第二飞跨电容Css2的另一端、第七结电容C7 的一端、第八结电容C8的另一端、第七二极管D7的阳极、第八二极管D8的阴极、第七开关 管Q7的源极和第八开关管Q8的漏极相连；第六结电容C6的另一端同时与第六二极管D6的阳极、第六开关管Q6的源极、谐 振电感Ls的一端、第七开关管Q7的漏极、第七二极管D7的阴极和第七结电容C7的另一端相连；第一电感Lr的另一端与变压器Tr的原边同名端相连；谐振电感Ls的另一端同时与第十五二极管Dpi的阳极、第十六二极管Dp2的阴极 和谐振电容Cs的一端相连；谐振电容Cs的另一端与变压器Tr的原边非同名端相连；变压器Tr的第一副边同名端与第一整流二极管Drl的阳极相连；第一整流二极管Drl的阴极同时与第二整流二极管Dr2的阴极、第九电容Cn的一 端和滤波电感Lf的一端相连；第二整流二极管Dr2的阳极与变压器Tr的第二副边非同名端相连；滤波电感Lf的另一端同时与第十二二极管D12的阴极、电阻R的一端和滤波电容 Cf的一端相连；第十二二极管D12的阳极同时与第九电容Cn的另一端和第十一二极管D11的阴 极相连；滤波电容Cf的另一端同时与第十一二极管D11的阳极、电阻R的另一端、变压器 Tr的第一副边非同名端和变压器Tr的第二副边同名端相连。本发明的工作原理如图1所示，本发明所述具有双边缓冲网络的ZVS全桥三电平变换器采用斩波移 相的控制方式，所述具有双边缓冲网络的ZVS全桥三电平变换器的超前臂由第一开关管 Q1 第四开关管Q4及与其反并联第一二极管D1 第四二极管D4、第一结电容C1 第四 结电容C4组成；滞后臂由第五开关管Q5 第八开关管Q8及与其反并联第五二极管D5 第八二极管D8、第五结电容C5 第八结电容C8组成。第一分压电容Cdl和第一分压电容Cd2的作用为分压。第一飞跨电容Cssl和第 二飞跨电容Css2足够大。第九续流二极管D9和第十续流二极管D10为第一飞跨电容Cssl 的续流二极管，第十三续流二极管D13和第十四续流二极管D14为第二飞跨电容Css2的续 流二极管。第一整流二极管Drl和第二整流二极管Dr2为输出整流二极管，滤波电感Lf为 输出滤波电感，滤波电容Cf为输出滤波电容。在分析电路的工作过程之前，作如下假设①所有的开关管、二极管、电容、电感均为理想元件；②CI = C2 = C3 = C4, C5 = C6 = C7 = C8 ；③第一分压电容Cdl、第二分压电容Cd2、第一飞跨电容Cssl和第二飞跨电容Css2 足够大，可以认为是一个恒压源，电压值为Uin/2 ；④输出滤波电感Lf足够大，因此在一个开关周期内可以将输出电流认为是一个 恒流源；⑤变压器Tr的变比k = m N2，第一电感Lr为漏感，忽略变压器Tr线圈匝间电容。本发明所述具有双边缓冲网络的ZVS全桥三电平变换器每半个周期内有10个工 作模态，电路的主要波形如图2所示。下面对具有双边缓冲网络的ZVS全桥三电平变换器 的各个工作模式进行分析。(1)模态 0
如图3所示，t0时刻以前，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第七开关管Q7和第八 开关管Q8导通，变压器Tr原边电压为uAB = Uin,谐振电感Ls承受正压，变压器Tr原边电 流ip线性增加。第一副边的第一整流二极管Drl导通，变压器Tr的原边向变压器Tr的副 边传递能量。(2)模态 1 [t0 tj如图4所示，t0时刻关断第一开关管Q1，变压器Tr的原边电流ip通过第一飞跨 电容Cssl给第一结电容C1充电、第四结电容C4放电，因此，第一开关管Q1是零电压关断， tl时刻，第一结电容C1上电压充电到Uin/2，第四结电容C4放电至零。kfj^c^'^ (公式丄)=(公式 2)公式中参数Io为输出电流，参数k为变压器Tr的变比；Io折算到变压器Tr原边与变压器Tr的漏感Lr串联谐振，变压器Tr两端的电压 uAB迅速下降，变压器Tr的原边电流ip线性下降，但第十二二极管D12仍然导通，变压器 Tr副边整流后的电压即urec = (Uo+uCn)。tl时刻Uab = Uin/2，该模态结束。模态1的持续时间为
kUT^t.-t^-fiC^ C4)(公式 3)公式中参数k为变压器Tr的变比；(3)模态 2 :[tl t2]如图5所示，tl t2时间段内，变压器Tr原边电流在第九续流二极管D9、第二开 关管Q2、第一电感Lr、变压器Tr原边绕组和第七开关管Q7、第八开关管Q8之间流通。在此 期间，变压器Tr原边电压维持不变，原边电流线性下降；^^力^去 (公式4)= | (公式 5)变压器Tr的副边缓冲网络中的第九电容Cn继续充电。在t2时刻，谐振电流减小 至0，第十二二极管D12关断，第九电容Cn充电结束。在第十二二极管D12导通期间，变压 器Tr副边整流后的电压urec电位仍为(Uo+uCn)。第十二二极管D12关断后，变压器Tr副 边整流电流irec只提供负载电流Io。(4)模态 3 [t2 t3]如图6所示，t2时刻之后，变压器Tr副边整流电压不再受缓冲网络的影响，迅速下 降至Uin/2k。同时变压器T原副边电流也基本维持不变。到t3时刻，关断第二开关管Q2， 此模态结束。(5)模态 4 [t3 t4]如图7所示，t3时刻关断第二开关管Q2，Io折算到变压器原边的电流Io/k参与 Lr与结电容的串联谐振，通过第一飞跨电容Cssl给第二结电容C2充电、第三结电容C3放 电。由于第二结电容C2、第三结电容C3的作用，使得第二开关管Q2为零电压关断。变压器Tr原边电压uAB线性减小，副边电压urec以同样速率减小。有式= k(c^+c^(t-t3)(公式 6)公式中参数Io为输出电流。(6)模态 5 [t4 t5]如图8所示，在t4时亥lj，由于变压器Tr副边电压urec的减小使得当(iire。-uj <0 时，第十一二极管D11承受正压导通，与第九电容Cn形成通路向负载放电，变压器Tr副边 电压urec被钳位至uCn。同时由于第九电容Cn的作用(Cn远大于结电容C2、C3)，变压器 Tr原边电压下降的速率远大于副边电压的下降速率，由于变压器Tr原副边电压下降速率 的不同，变压器Tr原边电流ip开始减小；t5时刻，第二结电容C2充电至Uin/2，第三结电 容C3放电为0时，uAB = 0，urec = uCn,该模态结束。模态持续的时间为T5=t5-t4=^-(C2+C3) 7)(7)模态 6 [t5 t6]如图9所示，t5时刻，第三结电容C3放电至0，第三二极管D3导通，由于二极管的 钳位作用，此时可零电压开通第三开关管Q3。经过第三二极管D3、第四二极管D4续流，变 压器Tr原边电流仍流经第一电感Lr，变压器Tr原边向副边传递能量。此时间段中，由于第 九电容Cn持续放电，变压器Tr原边电压为零，变压器Tr副边整流电压始终等于第九电容 Cn上的电压。t6时刻，关断第七开关管Q7和第八开关管Q8，模态结束。(8)模态 7 [t6 t7]如图10所示，t6时刻，关断第七开关管Q7、第八开关管Q8，第一电感Lr、谐振电感 Ls与第五结电容C5、第六结电容C6和第七结电容C7、第八结电容C8谐振，通过第二飞跨电 容Css2给第五结电容C5、第六结电容C6放电，第七结电容C7、第八结电容C8充电，由于变 压器Tr副边电压被第九电容Cn钳位，整流电流不足以提供输出电流Io，因此输出谐振电 感Lf不参与原边的谐振。辅助谐振电感Ls参与原边谐振，使得有足够的能量对第五结电 容C5、第六结电容C6进行充电。变压器Tr原边电压反向线性增加，其幅值等于第五结电容 C5、第六结电容C6两端的电压之和，变压器Tr原边向副边提供能量。(9)模态 8 [t7 t8]如图11所示，由于第三二极管D3、第四二极管D4的钳位，第三开关管Q3和第四开 关管Q4零电压开通。同时第五结电容C5、第六结电容C6上的电压持续增加，变压器Tr副 边仍有第十一二极管D11导通，副边整流后的电压被钳位至uCn。(10)模态 9 [t8 t9]如图12所示，t8时刻，第五结电容C5、第六结电容C6放电至零，第七结电容C7、 第八结电容C8充电至Uin，uAB = _Uin，第五二极管D5、第六二极管D6导通续流。变压器Tr 原边电流ip迅速反向上升，但副边的整流电流仍不足以提供输出电流Io，第九电容Cn持续 放电，但放电电流继续减小。到t9时刻，变压器Tr副边整流电流上升为负载电流Io，第九 电容Cn放电电流减小为零，第十一二极管D11关断，变压器Tr副边整流后电压urec迅速 上升至Uin/k，变压器Tr原边向副边传递能量。(11)模态 10 [t9 tlO]
如图13所示，由于第五二极管D5、第六二极管D6的钳位作用，零电压开通开关管 第五开关管Q5、第六开关管Q6。变压器Tr原副边电流开始线性增加，副边电流一部分开始 对第九电容Cn充电，第十二二极管D12开始导通；另一部分提供输出滤波电流Io。谐振电 容Cs充电，储存能量。到tlO时刻关断第四开关管Q4，模态10结束。以上10个工作模态完成后，本发明所述变换器半个工作周期的工作结束，下半个 工作周期与上半个工作周期工作情况类似。缓冲网络工作原理分析1、变压器Tr原边侧缓冲网络分析变压器Tr原边引入缓冲网络，其中第十五二极管Dpi和第十六二极管Dp2作为 两个缓冲二极管的加入有效地抑制输出整流管两端的电压振荡和电压尖峰。第十五二极 管Dpi和第十六二极管Dp2能够将变压器Tr原边的电压uAB钳位在Uin、Uin/2、-Uin/2 和_Uin，从而可以消除整流二极管上的电压振荡。2、变压器Tr副边侧缓冲网络分析如图2所示的工作波形可见，变压器Tr副边的整流电压urec没有过电压的尖峰 和振荡，主要是由于缓冲网络中的第九电容Cn的作用。当变换器工作在模态10时，第九电 容Cn与变压器Tr漏感Lr谐振充放电，将输出整流电压最大值，同时第九电容Cn上流过的 电流限制为 =(公式 9)公式中参数Uo为输出电压。由公式9得到变压器原边电流的最大值，为ip(腿)=(iCn(fflax)+I0)/k(公式 10)对变压器Tr的原边电流进行限制，原则上应小于理论计算所得的原边电流的1. 5 倍，即iP(_) < 1. 5 (I。/k)，则可得第九电容Cn的值具体实施方式
二 结合图说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式
一不同点 在于针对本发明所述变换器，设计了一台24V/8A，开关频率为80kHz的实验样机。系统控制 电路基于TI公司的TMS320F2812 DSP，主要完成了主功率开关管的驱动控制、对变换器系 统提供必要的保护及对变换器系统闭环时提供需要的运算处理。变换器的工作条件如下:Uin = 100V士20% ；Uo = 24V ；输出电流为8A ；开关频率 fs = 80kHz。实验电路的主要电量参数为第一开关管Q1 第八开关管Q8选取IRF630 ；第一 分压电容Cdl =第二分压电容Cd2 = 470 u F ；谐振电感Ls = luH ；谐振电容Cs = 2. 2 u F ； 副边缓冲网络的第九电容Cn = lyF;输出滤波电感Lf = 80iiH;输出滤波电容Cf = 220ii F0图14、图15所示为第一开关管Q1在10%额定负载及额定负载下的驱动信号与漏
源极电压波形。第一开关管Ql在额定负载及10%额定负载下均较好的实现了零电压开关。图16、图17所示为第五开关管Q5在10%额定负载及额定负载下的驱动信号与漏源极电压波形。滞后管在额定负载及10%额定负载下均较好的实现了零电压开关。显然， 变压器Tr原边辅助谐振电感和谐振电容的加入在轻载时与滞后管的结电容、变压器漏感 共同发生谐振，即为滞后管的零电压开关实现提供能量，从而解决了基本拓扑下轻载下滞 后臂实现ZVS困难的问题，这充分的验证了变压器原边的辅助网络的正确性。图18、图19所示为变压器Tr原边A、B两点间电压uAB在10 %额定负载及额定负 载下的波形。比较发现，实现闭环控制的变换器Tr在负载变动时实现斩波调节，来获得稳 定的输出电压，并且在10%额定负载下变压器副边波形也能很好的跟随原边电压波形这与 理论分析一致。图20，图21为改进拓扑与基本拓扑的输出整流电压的比较波形。比较发现，改进 拓扑的电压尖峰和振荡明显少于基本拓扑的电压波形，且不存在占空比丢失的现象。这充 分体现了在变压器副边加入双边缓冲网络后，变压器副边整流输出电压的尖峰得到了有效 地抑制，同时减小了占空比丢失。图22所示为变换器的效率曲线，可见变换器满载时效率可达到86. 1%。上述波形 及实验结果证明，本文提出的采用双边缓冲网络的ZVS全桥三电平变换器能够使变换器在 宽负载范围内实现零电压开关，并能够有效抑制副边整流侧及整流二极管两端电压尖峰和 振荡。其它组成和连接方式与具体实施方式
一相同。以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定 本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱 离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明所提交 的权利要求书确定的专利保护范围。
权利要求
具有双边缓冲网络的ZVS全桥三电平变换器，其特征在于它由第一分压电容(Cd1)、第二分压电容(Cd2)、第一开关管(Q1)至第八开关管(Q8)、第一二极管(D1)至第八二极管(D8)、第十一二极管(D11)、第十二二极管(D12)、第九续流二极管(D9)、第十续流二极管(D10)、第十三续流二极管(D13)、第十四续流二极管(D14)、第十五二极管(Dp1)、第十六二极管(Dp2)、第一结电容(C1)至第八结电容(C8)、第一整流二极管(Dr1)、第二整流二极管(Dr2)、第一飞跨电容(Css1)、第二飞跨电容(Css2)、滤波电感(Lf)、滤波电容(Cf)、第九电容(Cn)、第一电感(Lr)、谐振电感(Ls)、谐振电容(Cs)、变压器(Tr)和电阻(R)组成；第一分压电容(Cd1)的一端同时与正电压端、第一开关管(Q1)的漏极、第一二极管(D1)的阴极、第一结电容(C1)的一端、第十五二极管(Dp1)的阴极、第五开关管(Q5)的漏极、第五二极管(D5)的阴极和第五结电容(C5)的一端相连；第一分压电容(Cd1)的另一端同时与第二分压电容(Cd2)的一端、第九续流二极管(D9)的阳极、第十续流二极管(D10)的阴极、第十三续流二极管(D13)的阳极和第十四续流二极管(D14)的阴极相连；第二分压电容(Cd2)的另一端同时与负电压端、第四开关管(Q4)的源极、第四二极管(D4)的阳极、第四结电容(C4)的一端、第十六二极管(Dp2)的阳极、第八开关管(Q8)的源极、第八二极管(D8)的阳极和第八结电容(C8)的一端相连；第九续流二极管(D9)的阴极同时与第一飞跨电容(Css1)的一端、第一开关管(Q1)的源极、第二开关管(Q2)的漏极、第一二极管(D1)的阳极、第二二极管(D2)的阴极、第一结电容(C1)的另一端和第二结电容(C2)的一端相连；第十续流二极管(D10)的阳极同时与第一飞跨电容(Css1)的另一端、第三开关管(Q3)的源极、第四开关管(Q4)的漏极、第三二极管(D3)的阳极、第四二极管(D4)的阴极、第三结电容(C3)的一端和第四结电容(C4)的另一端相连；第二开关管(Q2)的源极同时与第三开关管(Q3)的漏极、第二二极管(D2)的阳极、第二结电容(C2)的另一端、第一电感(Lr)的一端、第三二极管(D3)的阴极、第三结电容(C3)的另一端相连；第十三续流二极管(D13)的阴极同时与第五结电容(C5)的另一端、第六结电容(C6)的一端、第二飞跨电容(Css2)的一端、第五二极管(D5)的阳极、第六二极管(D6)的阴极、第五开关管(Q5)的源极和第六开关管(Q6)的漏极相连；第十四续流二极管(D14)的阳极同时与第二飞跨电容(Css2)的另一端、第七结电容(C7)的一端、第八结电容(C8)的另一端、第七二极管(D7)的阳极、第八二极管(D8)的阴极、第七开关管(Q7)的源极和第八开关管(Q8)的漏极相连；第六结电容(C6)的另一端同时与第六二极管(D6)的阳极、第六开关管(Q6)的源极、谐振电感(Ls)的一端、第七开关管(Q7)的漏极、第七二极管(D7)的阴极和第七结电容(C7)的另一端相连；第一电感(Lr)的另一端与变压器(Tr)的原边同名端相连；谐振电感(Ls)的另一端同时与第十五二极管(Dp1)的阳极、第十六二极管(Dp2)的阴极和谐振电容(Cs)的一端相连；谐振电容(Cs)的另一端与变压器(Tr)的原边非同名端相连；变压器(Tr)的第一副边同名端与第一整流二极管(Dr1)的阳极相连；第一整流二极管(Dr1)的阴极同时与第二整流二极管(Dr2)的阴极、第九电容(Cn)的一端和滤波电感(Lf)的一端相连；第二整流二极管(Dr2)的阳极与变压器(Tr)的第二副边非同名端相连；滤波电感(Lf)的另一端同时与第十二二极管(D12)的阴极、电阻(R)的一端和滤波电容(Cf)的一端相连；第十二二极管(D12)的阳极同时与第九电容(Cn)的另一端和第十一二极管(D11)的阴极相连；滤波电容(Cf)的另一端同时与第十一二极管(D11)的阳极、电阻(R)的另一端、变压器(Tr)的第一副边非同名端和变压器(Tr)的第二副边同名端相连。
全文摘要
具有双边缓冲网络的ZVS全桥三电平变换器，它涉及一种三电平变换器。它为解决传统的ZVS三电平变换器工作在高压大功率场合时，存在整流二极管两端存在的电压过冲的现象，滞后臂开关管实现ZVS困难的问题而提出。正电压端同时与第一分压电容、第一开关管的漏极、第一二极管的阴极、第一结电容的一端、第十五二极管的阴极、第五开关管的漏极和第五二极管的阴极相连；负电压端同时与第二分压电容的另一端、第四开关管的源极、第四二极管的阳极、第四结电容的一端、第十六二极管的阳极、第八开关管的源极、第八二极管的阳极和第八结电容的一端相连；它有效抑制变压器副边整流侧及整流二极管两端的电压尖峰和振荡，提高了变换器的效率。
文档编号H02M3/315GK101860217SQ20101019808
公开日2010年10月13日 申请日期2010年6月11日 优先权日2010年6月11日
发明者刘品言, 刘策, 孙铁成, 曲慧星, 邓云飞, 韩景薇 申请人:哈尔滨工业大学