专利名称：Ups中的桥臂过零工作时的控制方法
技术领域：
本发明涉及不间断电源的控制方法，特别是涉及不间断电源中的桥臂过零工作时 的控制方法。
背景技术：
现有的不间断电源(Uninterruptible Power Supply，简称UPS)中，其主电路拓扑 图如图1所示。图1中，电感Li，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3的体内二 极管和第四开关管Q4的体内二极管组成功率因数校正(Power Factor Correction，简称 PFC)电路。第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6和电感L2、电容 C2组成全桥逆变电路。经PFC电路的功率因数校正后，输入电流成为与输入市电同相位的 正弦波且谐波含量较少，全桥逆变电路则把PFC电路输出的直流电压逆变为高质量的正弦 电压提供给负载。分析电路的组成，第一开关管Ql和第二开关管Q2组成的桥臂称为整流桥臂，第三 开关管Q3和第四开关管Q4组成的桥臂称为中线桥臂，第五开关管Q5和第六开关管Q6组成 的桥臂称为逆变桥臂。第三开关管Q3和第四开关管Q4组成的中线桥臂被PFC电路和全桥 逆变电路共用。因此，该电路拓扑的第一个优点就是使用较少的开关管，电路的成本较低。 因PFC电路和全桥逆变电路共用中线桥臂，而PFC电路的整流电流和逆变电路的逆变电流 流在绝大多数情况下经过中线桥臂的开关管(Q3或Q4)的方向相反，可以抵消大部分，所以 第三开关管Q3和第四开关管Q4中流经的电流小，损耗在其上的功率就小。因此，该电路拓 扑的第二个优点就是UPS电路整机的工作效率较高。因为共用的中线桥臂的存在，所以PFC电路和逆变电路的工作必须同步，否则电 路无法正常工作。然而，由于PFC电路和逆变电路的过零切换方式不一致或锁相以及控制 量误差，PFC电路和逆变电路的过零同步会有误差，常常是PFC电路超前逆变电路一个甚至 几个开关周期过零或逆变电路超前PFC电路一个甚至几个开关周期过零。若过零切换时， 只顾及中线桥臂与PFC电路过零同步而不顾及逆变电路的过零，或只顾及中线桥臂与逆变 电路过零同步而不顾及PFC电路的过零，会造成UPS输出电压或输入电流的振荡，从而影响 UPS的性能指标，如输出电压的总谐波失真(Total Harmonic Distortion of Voltage，简 称 THDv)和输入电流的总谐波失真(Total Harmonic Distortion of Current，简称 THDi)。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是弥补上述现有技术的不足，提出一种UPS中的桥 臂过零工作时的控制方法，减小同步误差在过零时对UPS性能指标造成的影响。本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，所述UPS包括第一开关管和第二开关管组 成的整流桥臂，第三开关管和第四开关管组成的中线桥臂，第五开关管和第六开关管组成 的逆变桥臂；所述控制方法包括所述整流桥臂过零时刻前一时间段至后一时间段内，控制所述中线桥臂与所述整流桥臂同步过零，控制所述逆变桥臂关断，所述前一时间段和所 述后一时间段均为所述逆变桥臂与所述整流桥臂过零时刻的时差。其中，所述整流桥臂过零时刻是指所述整流桥臂从正半周到负半周过零或所述整 流桥臂从负半周到正半周过零。优选的技术方案中，所述整流桥臂从正半周到负半周过零时，在整流桥臂过零时刻前一时间段内，控 制所述第三开关管关断，第四开关管导通，第五开关管和第六开关管都关断；在整流桥臂过 零时刻后一时间段内，控制所述第三开关管导通，第四开关管关断，第五开关管和第六开关 管都关断；所述前一时间段和所述后一时间段均为所述第五开关管或第六开关管的驱动信 号的周期的2倍。所述整流桥臂从负半周到正半周过零时，在整流桥臂过零时刻前一时间段内，控 制所述第三开关管导通，第四开关管关断，第五开关管和第六开关管都关断；在整流桥臂过 零时刻后一时间段内，控制所述第三开关管关断，第四开关管导通，第五开关管和第六开关 管都关断；所述前一时间段和所述后一时间段均为所述第五开关管或第六开关管的驱动信 号的周期的2倍。本发明的技术问题通过以下进一步的技术方案予以解决UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，所述UPS包括第一开关管和第二开关管组 成的整流桥臂，第三开关管和第四开关管组成的中线桥臂，第五开关管和第六开关管组成 的逆变桥臂；所述控制方法包括所述逆变桥臂过零时刻前一时间段至后一时间段内，控 制所述中线桥臂与所述逆变桥臂同步过零，控制所述整流桥臂关断，所述前一时间段和所 述后一时间段均为所述整流桥臂与所述逆变桥臂过零时刻的时差。其中，所述逆变桥臂过零时刻是指所述逆变桥臂从正半周到负半周过零或所述逆 变桥臂从负半周到正半周过零。优选的技术方案中，所述逆变桥臂从正半周到负半周过零，在逆变桥臂过零时刻前一时间段内，控制 所述第三开关管关断，第四开关管导通，第一开关管和第二开关管都关断；在逆变桥臂过零 时刻后一时间段内，控制所述第三开关管导通，第四开关管关断，第一开关管和第二开关管 都关断；所述前一时间段和所述后一时间段均为所述第一开关管或第二开关管的驱动信号 的周期的2倍。所述逆变桥臂从负半周到正半周过零，在逆变桥臂过零时刻前一时间段内，控制 所述第三开关管导通，第四开关管关断，第一开关管和第二开关管都关断；在逆变桥臂过零 时刻后一时间段内，控制所述第三开关管关断，第四开关管导通，第一开关管和第二开关管 都关断；所述前一时间段和所述后一时间段均为所述第一开关管或第二开关管的驱动信号 的周期的2倍。本发明与现有技术对比的有益效果是本发明的UPS中的桥臂工作的控制方法，过零切换时，控制中线桥臂与整流桥臂 同步工作，同时控制逆变桥臂停止工作，将逆变桥臂中参与形成UPS输出电压振荡回路的 开关管关断，可避免中线桥臂和逆变桥臂过零不同步引起的UPS输出电压的振荡，从而有 效减小上述不同步对UPS性能指标THDv的影响。或者，过零切换时，控制中线桥臂与逆变
5桥臂同步工作，同时控制整流桥臂停止工作，将整流桥臂中参与形成电感电流振荡回路的 开关管关断，可以避免整流桥臂和中线桥臂过零不同步引起的输入电流的振荡，从而有效 减小上述不同步对UPS性能指标THDi的影响。本发明中在过零附近将引起振荡的桥臂中 的开关管强制关断的方法简单易实现，能有效减小逆变电路与PFC电路过零切换不同步对 UPS性能指标的影响。
图1是现有技术中UPS主电路拓扑图；图2是本发明具体实施方式
一中开关管的驱动信号的波形示意图；图3是本发明具体实施方式
一中如果不加控制时UPS输出电压产生振荡的原理示 意图；图4是本发明具体实施方式
二的开关管的驱动信号波形示意图；图5是本发明具体实施方式
二中如果不加控制时UPS输出电压产生振荡的原理示 意图；图6是本发明具体实施方式
三的开关管的驱动信号波形示意图；图7是本发明具体实施方式
三中如果不加控制时电感电流产生振荡的原理示意 图；图8是本发明具体实施方式
四的开关管的驱动信号波形示意图；图9是本发明具体实施方式
四如果不加控制时电感电流产生振荡的原理示意图。
具体实施例方式下面结合具体实施方式
并对照附图对本发明做进一步详细说明。首先对本发明所应用的电路和电路的工作原理做简要说明。电路的结构图仍然如图1所示，UPS包括第一开关管Ql和第二开关管Q2组成的 整流桥臂，第三开关管Q3和第四开关管Q4组成的中线桥臂，第五开关管Q5和第六开关管 Q6组成的逆变桥臂。UPS电路的同步工作状态有三种第一种，PFC电路和逆变电路同步工作在正半周 内，也即对应市电输入的正半周或输出电压的正半周；第二种，PFC电路和逆变电路同步工 作在负半周内，也即对应市电输入的负半周或输出电压的负半周；第三种，PFC电路和逆变 电路工作在正半周到负半周或负半周到正半周的过零状态，只是由于同步有误差，逆变电 路的过零时刻比PFC电路的过零时刻或许要早一段时间，或许要延迟一段时间，此种情形 也即对应市电输入或输出电压的过零时刻。对于第一种和第二种同步工作状态的控制属于 现有技术中已知的内容，以下仅作简要说明。对于第一种同步工作状态，即当PFC电路工作在正半周内，逆变电路也工作在正 半周内时，对于整流桥臂，第一开关管Ql关断，第二开关管Q2根据PFC控制量和载波产生 的脉宽调制信号进行工作，作Boost升压控制；对于中线桥臂，第三开关管Q3关断，第四开 关管Q4导通；对于逆变桥臂，第五开关管Q5采用SPWM控制，根据逆变控制量和载波产生的 驱动信号进行工作，第六开关管Q6的驱动信号与第五开关管Q5的驱动信号互补，即第六开 关管Q6与第五开关管Q5互补工作。
对于第二种同步工作状态，即当PFC电路工作在负半周内，逆变电路也工作在负 半周内时，对于整流桥臂，第一开关管Ql根据PFC控制量和载波产生的脉宽调制信号进行 工作，作Boost升压控制，第二开关管Q2关断；对于中线桥臂，第三开关管Q3导通，第四开 关管Q4关断；对于逆变桥臂，第六开关管Q6采用SPWM控制，根据逆变控制量和载波产生的 驱动信号进行工作，第五开关管Q5的驱动信号与第六开关管Q6的驱动信号互补，即第五开 关管Q5与第六开关管Q6互补工作。本发明主要针对第三种同步状态——UPS中桥臂过零工作时进行控制，在整流桥 臂过零时刻前后时间段内，控制中线桥臂跟整流桥臂过零同步，将逆变桥臂关断；或者在逆 变桥臂过零时刻前后时间段内，控制中线桥臂与逆变桥臂过零同步，将整流桥臂关闭。在过 零时刻前后关断逆变桥臂或整流桥臂的时间应考虑以下两个原则经调试确定关断时间小 于PFC电路和逆变电路不同步的时差，则还是无法完全避免同步误差带来的性能下降，关 断时间大于PFC电路和逆变电路不同步的时差，又会带来新的性能的下降。因此关断时间 应综合考虑各方面情况并经过实际测量决定，并留一定裕量。下面将结合具体实施方式
重 点说明本具体实施方式
对于桥臂过零工作时的控制过程。
具体实施方式
一如图2所示，为本具体实施方式
中控制信号的波形示意图。其中，Q3-PWM、Q4_PWM、 Q5-PWM、Q6-PWM分别对应第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6上 的驱动信号。Ul为逆变桥臂输出的脉冲宽度调制电压，经电感L2、电容C2滤波后得到想要 的正弦波电压U2。tl时刻为PFC电路从正半周到负半周的过零时刻，由于同步误差，逆变 电路从正半周到负半周的过零时刻与PFC电路从正半周到负半周的过零时刻不同，且各个 周期内相差时段可能不同，但本具体实施方式
中两者相差时段一般在2个开关周期内。图 2所示周期内逆变电路从正半周到负半周的过零时刻位于t2时刻，滞后PFC电路从正半周 到负半周的过零时刻2个开关周期。图中t0时刻为tl时刻前2个开关周期的时刻。上述 开关周期均为逆变桥臂中开关管第五开关管Q5、第六开关管Q6的驱动信号的周期。本具体实施方式
的控制方法为控制中线桥臂与整流桥臂同步，在t0_t2时间段 内，控制逆变桥臂关断停止工作，即逆变桥臂中第五开关管Q5和第六开关管Q6均关断。在tl时刻前，整流桥臂工作在正半周，所以中线桥臂也控制处于正半周工作的状 态，第三开关管Q3关断，第四开关管Q4导通。在tl时刻后，整流桥臂已工作在负半周，所以 中线桥臂也控制处于负半周的工作状态，即第三开关管Q3导通，第四开关管Q4关断。而第 一开关管Ql和第二开关管Q2的工作状态根据整流桥臂的工作状态设定(图中未示出)，即 整流桥臂工作在正半周时，第一开关管Ql关断，第二开关管Q2受脉宽调制信号控制工作， 作Boost升压控制；整流桥臂工作在负半周时，第一开关管Ql受脉宽调制信号控制工作，作 Boost升压控制，第二开关管Q2关断。图2中，过零时刻前后时段t0_t2内，这段时间极短，为微秒级，再加上逆变输出电 压在过零附近也接近零，所以在该时段内将逆变桥臂中的两个开关管均关断，对输出正弦 电压U2在过零附近的波形影响甚微。但如果没有本具体实施方式
的控制，输出正弦电压U2 在过零附近的波形会产生很大的振荡，降低输出THDv指标。另一方面，因为中线桥臂中第 三开关管Q3和第四开关管Q4的切换同整流桥臂同步，所以输入电流波形不会有任何影响。 再者，因无法预知逆变桥臂比整流桥臂先过零还是后过零，所以在整流桥臂过零时刻tl前后均将逆变桥臂关断，从而不论逆变桥臂的过零在前还是在后均可得以控制。而tl时刻前 后时间段的时长是根据逆变桥臂与整流桥臂过零时刻的时差确定的，所以经过tl时刻前 后时间段的控制后，逆变桥臂与整流桥臂均已同步工作在第二种状态下。
现分析如本实施方式的控制，如何能避免由于PFC电路与逆变电路过零切换不同 步导致的正弦电压U2在过零附近的波形振荡，从而可避免两者过零切换不同步对UPS性能 指标THDv造成的影响。假定没有本具体实施方式
的控制，则产生振荡的原理示意图如图3 所示。图3中所示各种工况情形同图2，只是在t0-t2之间没有关断逆变桥臂。逆变桥臂 滞后于整流桥臂过零，逆变过零时刻为t2，整流过零时刻为tl。因为逆变电路与PFC电路 过零切换不同步，tl时刻后，PFC电路已经工作在负半周，由于控制中线桥臂与整流桥臂同 步，则第三开关管Q3导通。而tl-t2时段内，逆变桥臂仍处于正半周接近过零的工作状态， 此时第六开关管Q6的驱动脉冲宽度处于较宽的状态。而第三开关管Q3的导通，使得逆变 桥输出了两个宽度跟Q6驱动脉冲宽度相同的负的方波电压，经滤波后产生了 UPS输出电压 的振荡，如图3中U2波形的振荡。图3中各标记的含义同图2中对应的标记的含义。而本具体实施方式
中在过零时刻前后时段tl-t2内将逆变桥臂中两个开关管Q5和Q6均强制关 断，从而无法形成上述振荡的回路，则可以避免由于PFC电路和逆变电路过零切换不同步 导致的UPS输出正弦电压U2在过零附近的波形振荡，从而减小不同步对UPS性能指标的影 响。
具体实施方式
二本具体实施方式
与实施方式一的不同之处在于本具体实施方式
是整流桥臂从负 半周到正半周的控制情形，而具体实施方式
一是整流桥臂从正半周到负半周的控制情形。如图4所示，为本具体实施方式
中控制信号的波形示意图。其中，Q3-PWM、Q4_PWM、 Q5-PWM、Q6-PWM分别对应第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6上 的驱动信号。Ul为逆变桥臂输出的脉冲宽度调制电压，经电感L2、电容C2滤波后得到想要 的正弦波电压U2。t4时刻为PFC电路从负半周到正半周的过零时刻，由于同步误差，逆变 电路从负半周到正半周的过零时刻与PFC电路从负半周到正半周的过零时刻不同，且各个 周期内相差时段可能不同，但本具体实施方式
中两者相差时段一般在2个开关周期内。图 4所示周期内逆变电路从负半周到正半周的过零时刻位于t5时刻，滞后PFC电路从负半周 到正半周的过零时刻2个开关周期。图中t3时刻为t4时刻前2个开关周期的时刻。上述 开关周期均为逆变桥臂中开关管第五开关管Q5、第六开关管Q6的驱动信号的周期。本具体实施方式
的控制方法为控制中线桥臂与整流桥臂同步，在t3_t5时间段 内，控制逆变桥臂关断停止工作，即逆变桥臂中第五开关管Q5和第六开关管Q6均关断。在 t4时刻前，整流桥臂工作在负半周，所以中线桥臂也控制处于负半周工作的状态，第三开关 管Q3导通，第四开关管Q4关断。在t4时刻后，整流桥臂已工作在正半周，所以中线桥臂也 控制处于正半周的工作状态，即第三开关管Q3关断，第四开关管Q4导通。而第一开关管Ql 和第二开关管Q2的工作状态根据整流桥臂的工作状态设定(图中未示出)，即整流桥臂工 作在正半周时，第一开关管Ql关断，第二开关管Q2受脉宽调制信号控制工作，作Boost升 压控制；整流桥臂工作在负半周时，第一开关管Ql受脉宽调制信号控制工作，作Boost升压 控制，第二开关管Q2关断。图4中，过零时刻前后时段t3_t5内，这段时间极短，为微秒级，再加上逆变输出电压在过零附近也接近零，所以在该时段内将逆变桥臂中的两个开关管均关断，对输出正弦 电压U2在过零附近的波形影响甚微。但如果没有本具体实施方式
的控制，输出正弦电压U2 在过零附近的波形会产生很大的振荡，降低输出THDv指标。另一方面，因为中线桥臂中第 三开关管Q3和第四开关管Q4的切换同整流桥臂同步，所以输入电流波形不会有任何影响。 再者，因无法预知逆变桥臂比整流桥臂先过零还是后过零，所以在整流桥臂过零时刻t4前 后均将逆变桥臂关断，从而不论逆变桥臂的过零在前还是在后均可得以控制。而t4时刻前 后时间段的时长是根据逆变桥臂与整流桥臂过零时刻的时差确定的，所以经过t4时刻前 后时间段的控制后，逆变桥臂与整流桥臂均已同步工作在第一种状态下。。现分析如本实施方式的控制，如何能避免由于PFC电路与逆变电路过零切换不同 步导致的正弦电压U2在过零附近的波形振荡，从而可避免两者过零切换不同步对UPS性能 指标THDv造成的影响。假定没有本具体实施方式
的控制，则产生振荡的原理示意图如图5 所示。图5中所示各种工况情形同图4，只是在t3-t5之间没有关断逆变桥臂。逆变桥臂 滞后于整流桥臂过零，逆变过零时刻为t5，整流过零时刻为t4。因为逆变电路与PFC电路 过零切换不同步，t4时刻后，PFC电路已经工作在正半周，由于控制中线桥臂与整流桥臂同 步，则第四开关管Q4导通。而t4-t5时段内，逆变桥臂仍处于负半周接近过零的工作状态， 此时第五开关管Q5的驱动脉冲宽度处于较宽的状态。而第四开关管Q4的导通，使得逆变 桥输出了两个宽度跟Q5驱动脉冲宽度相同的正的方波电压，经滤波后产生了 UPS输出电压 的振荡，如图5中U2波形的振荡。图5中各标记的含义同图4中对应的标记的含义。而本具体实施方式
中在过零时刻前后时段t3-t5内将逆变桥臂中两个开关管Q5和Q6均强制关 断，从而无法形成上述振荡的回路，则可以避免由于PFC电路和逆变电路过零切换不同步 导致的UPS输出正弦电压U2在过零附近的波形振荡，从而减小不同步对UPS性能指标的影 响。
具体实施方式
三本具体实施方式
与前两个实施方式的不同之处在于本具体实施方式
是逆变过零 前后，控制中线桥臂与逆变桥臂同步过零，整流桥臂关断，而前两个具体实施方式
是整流桥 臂过零前后，控制中线桥臂与整流桥臂同步过零，逆变桥臂关断。如图6所示，为本具体实施方式
中控制信号的波形示意图。其中，Q1-PWM、Q2_PWM、 Q3-PWM、Q4-PWM分别对应第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4上 的驱动信号。IL为电感Ll上的电流。t7时刻为逆变桥臂从正半周到负半周的过零时刻， 由于同步误差，逆变电路从正半周到负半周的过零时刻与PFC电路从正半周到负半周的过 零时刻不同，且各个周期内相差时段可能不同，但本具体实施方式
中两者相差时段一般在2 个开关周期内。图6所示周期内PFC电路从正半周到负半周的过零时刻位于t6时刻，超前 逆变电路从正半周到负半周的过零时刻2个开关周期。图中t8时刻为t7时刻后2个开关 周期的时刻。上述开关周期均为整流桥臂中开关管第一开关管Q1、第二开关管Q2的驱动信 号的周期。本具体实施方式
的控制方法为控制中线桥臂与逆变桥臂同步，在t6_t8时间段 内，控制整流桥臂关断停止工作，即整流桥臂中第一开关管Ql和第二开关管Q2均关断。在 t7时刻前，逆变桥臂工作在正半周，所以中线桥臂也控制处于正半周工作的状态，第三开关 管Q3关断，第四开关管Q4导通，整流桥臂关断，即整流桥臂中第一开关管Ql和第二开关管
9Q2均关断。在t7时刻后，逆变桥臂已工作在负半周，所以中线桥臂也控制处于负半周的工 作状态，即第三开关管Q3导通，第四开关管Q4关断，整流桥臂关断，即整流桥臂中第一开关 管Ql和第二开关管Q2仍然均关断。而第五开关管Q5和第六开关管Q6的工作状态根据逆 变桥臂的工作状态设定(图中未示出)，即逆变桥臂工作在正半周时，第五开关管Q5采用 SPWM控制，根据逆变控制量和载波产生的驱动信号进行工作，第六开关管Q6与第五开关管 Q5互补工作；逆变桥臂工作在负半周时，第六开关管Q6采用SPWM控制，根据逆变控制量和 载波产生的驱动信号进行工作，第五开关管Q5与第六开关管Q6互补工作。图6中，过零时刻前后时段t6_t8内，这段时间极短，为微秒级，再加上电感Ll上 的电流IL在过零附近也接近零，所以在该时段内将整流桥臂中的两个开关管Ql和Q2均关 断，对电感Ll上的电流IL在过零附近的波形影响甚微。但如果没有本具体实施方式
的控 制，则IL波形在过零附近的波形会产生很大的振荡，降低输入THDi指标。另一方面，因为 中线桥臂上第三开关管Q3和第四开关管Q4的切换同逆变桥臂同步，所以输出的正弦波电 压U2的波形不会有任何影响。再者，因无法预知整流桥臂比逆变桥臂先过零还是后过零， 所以在逆变桥臂过零时刻t7前后均将整流桥臂关断，从而不论整流桥臂的过零在前还是 在后均可得以控制。而t7时刻前后时间段的时长是根据逆变桥臂与整流桥臂过零时刻的 时差确定的，所以经过t7时刻前后时间段的控制后，逆变桥臂与整流桥臂均已同步工作在 第二种状态下。现分析如本实施方式的控制，如何能避免由于PFC电路与逆变电路过零切换不同 步导致的电感Ll上的电流IL在过零附近的波形振荡，从而可避免两者过零切换不同步对 UPS性能指标THDi造成的影响。假定没有本具体实施方式
的控制，则产生振荡的原理示意 图如图7所示。图7中所示各种工况情形同图6，只是在t6-t8之间没有关断整流桥臂。逆 变桥臂滞后于整流桥臂过零，逆变过零时刻为t7，整流过零时刻为t6。因为逆变电路与PFC 电路过零切换不同步，t6时刻后，PFC电路已经工作在负半周，由于控制中线桥臂与逆变桥 臂同步，则中线桥臂中两个开关管的状态还没有改变，即仍然是第四开关管Q4导通。而此 时整流桥臂处于负半周，且是处于负半周刚刚起始的时间段，则此时第一开关管Ql的脉冲 宽度处于较宽的状态。再加上此时市电过零，电容Cl上电压也接近零，则母线电容DC会通 过如下回路较长时间内放电正母线端-第一开关管Ql-电感Ll-电容Cl-中线N-第四开 关管Q4-IGBT-负母线端，因此引起电感Ll上的电流IL的波形的振荡，如图7所示IL波形 的振荡。图7中各标记的含义同图6中对应的标记的含义。而本具体实施方式
中在过零时 段t6-t8内将整流桥臂中两个开关管Ql和Q2均强制关断，从而无法形成上述振荡的回路， 则可以避免由于PFC电路和逆变电路过零切换不同步导致的电感Ll上的电流IL在过零附 近的波形振荡，从而减小不同步对UPS性能指标的影响。
具体实施方式
四本具体实施方式
与实施方式三的不同之处在于本具体实施方式
是逆变桥臂从负 半周到正半周的控制情形，而具体实施方式
三是逆变桥臂从正半周到负半周的控制情形。如图8所示，为本具体实施方式
中控制信号的波形示意图。其中，Q1-PWM、Q2_PWM、 Q3-PWM、Q4-PWM分别对应第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4上 的驱动信号。IL为电感Ll上的电流。tlO时刻为逆变桥臂从负半周到正半周的过零时刻， 由于同步误差，逆变电路从负半周到正半周的过零时刻与PFC电路从负半周到正半周的过零时刻不同，且各个周期内相差时段可能不同，但本具体实施方式
中两者相差时段一般在2 个开关周期内。图8所示周期内PFC电路从负半周到正半周的过零时刻位于t9时刻，超前 逆变电路从负半周到正半周的过零时刻2个开关周期。图中til时刻为t9时刻后2个开 关周期的时刻。上述开关周期均为整流桥臂中开关管第一开关管Q1、第二开关管Q2的驱动 信号的周期。本具体实施方式
的控制方法为控制中线桥臂与逆变桥臂同步，在t9_tll时间段 内，控制整流桥臂关断停止工作，即整流桥臂中第一开关管Ql和第二开关管Q2均关断。在 tlO时刻前，逆变桥臂工作在负半周，所以中线桥臂也控制处于负半周工作的状态，第三开 关管Q3导通，第四开关管Q4关断，整流桥臂关断，即整流桥臂中第一开关管Ql和第二开关 管Q2均关断。在tlO时刻后，逆变桥臂已工作在正半周，所以中线桥臂也控制处于正半周 的工作状态，即第三开关管Q3关断，第四开关管Q4导通，整流桥臂关断，即整流桥臂中第一 开关管Ql和第二开关管Q2仍然均关断。而第五开关管Q5和第六开关管Q6的工作状态根 据逆变桥臂的工作状态设定(图中未示出)，即逆变桥臂工作在正半周时，第五开关管Q5采 用SPWM控制，根据逆变控制量和载波产生的驱动信号进行工作，第六开关管Q6与第五开关 管Q5互补工作；逆变桥臂工作在负半周时，第六开关管Q6采用SPWM控制，根据逆变控制量 和载波产生的驱动信号进行工作，第五开关管Q5与第六开关管Q6互补工作。图8中，过零时刻前后时段t9_tll内，这段时间极短，为微秒级，再加上电感Ll上 的电流IL在过零附近也接近零，所以在该时段内将整流桥臂中的两个开关管Ql和Q2均关 断，对电感Ll上的电流IL在过零附近的波形影响甚微。但如果没有本具体实施方式
的控 制，则IL波形在过零附近的波形会产生很大的振荡，降低输入THDi指标。另一方面，因为 中线桥臂上第三开关管Q3和第四开关管Q4的切换同逆变桥臂同步，所以输出的正弦波电 压U2的波形不会有任何影响。再者，因无法预知整流桥臂比逆变桥臂先过零还是后过零， 所以在逆变桥臂过零时刻tlO前后均将整流桥臂关断，从而不论整流桥臂的过零在前还是 在后均可得以控制。而tlO时刻前后时间段的时长是根据逆变桥臂与整流桥臂过零时刻的 时差确定的，所以经过tlO时刻前后时间段的控制后，逆变桥臂与整流桥臂均已同步工作 在第一种状态下。现分析如本实施方式的控制，如何能避免由于PFC电路与逆变电路过零切换不同 步导致的电感Ll上的电流IL在过零附近的波形振荡，从而可避免两者过零切换不同步对 UPS性能指标THDi造成的影响。假定没有本具体实施方式
的控制，则产生振荡的原理示意 图如图9所示。图9中所示各种工况情形同图8，只是在t9-tll之间没有关断整流桥臂。 逆变桥臂滞后于整流桥臂过零，逆变过零时刻为tlO，整流过零时刻为t9。因为逆变电路与 PFC电路过零切换不同步，t9时刻后，PFC电路已经工作在正半周，由于控制中线桥臂与逆 变桥臂同步，则中线桥臂中两个开关管的状态还没有改变，即仍然是第三开关管Q3导通。 而此时整流桥臂处于正半周，且是处于正半周刚刚起始的时间段，则此时第二开关管Q2的 脉冲宽度处于较宽的状态。再加上此时市电过零，电容Cl上电压也接近零，则母线电容DC 会通过如下回路较长时间内放电正母线端_第三开关管Q3-IGBT-中线N-电容Cl-电感 Ll-第二开关管Q2-负母线端，因此引起电感Ll上的电流IL的波形的振荡，如图9所示IL 波形的振荡。图9中各标记的含义同图8中对应的标记的含义。而本具体实施方式
中在过 零时段t9-tll内将整流桥臂中两个开关管Ql和Q2均强制关断，从而无法形成上述振荡的回路，则可以避免由于PFC电路和逆变电路过零切换不同步导致的电感Ll上的电流IL在 过零附近的波形振荡，从而减小不同步对UPS性能指标的影响。 以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定 本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在 不脱离本发明构思的前提下做出若干替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为 属于本发明的保护范围。
权利要求
1.UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，所述UPS包括第一开关管(Ql)和第二开关管 (Q2)组成的整流桥臂，第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)组成的中线桥臂，第五开关管 (Q5)和第六开关管(Q6)组成的逆变桥臂；其特征在于所述控制方法包括所述整流桥臂 过零时刻前一时间段至后一时间段内，控制所述中线桥臂与所述整流桥臂同步过零，控制 所述逆变桥臂关断，所述前一时间段和所述后一时间段均为所述逆变桥臂与所述整流桥臂 过零时刻的时差。
2.根据权利要求1所述的UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，其特征在于所述整 流桥臂过零时刻是指所述整流桥臂从正半周到负半周过零或所述整流桥臂从负半周到正 半周过零。
3.根据权利要求2所述的UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，其特征在于所述整 流桥臂从正半周到负半周过零时，在整流桥臂过零时刻前一时间段内，控制所述第三开关 管(Q3)关断，第四开关管(Q4)导通，第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)都关断；在整流 桥臂过零时刻后一时间段内，控制所述第三开关管(Q3)导通，第四开关管(Q4)关断，第五 开关管(Q5)和第六开关管(Q6)都关断；所述前一时间段和所述后一时间段均为所述第五 开关管(Q5)或第六开关管(Q6)的驱动信号的周期的2倍。
4.根据权利要求2所述的UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，其特征在于所述整 流桥臂从负半周到正半周过零时，在整流桥臂过零时刻前一时间段内，控制所述第三开关 管(Q3)导通，第四开关管(Q4)关断，第五开关管(Q5)和第六开关管(Q6)都关断；在整流 桥臂过零时刻后一时间段内，控制所述第三开关管(Q3)关断，第四开关管(Q4)导通，第五 开关管(Q5)和第六开关管(Q6)都关断；所述前一时间段和所述后一时间段均为所述第五 开关管(Q5)或第六开关管(Q6)的驱动信号的周期的2倍。
5.UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，所述UPS包括第一开关管(Ql)和第二开关管 (Q2)组成的整流桥臂，第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)组成的中线桥臂，第五开关管 (Q5)和第六开关管(Q6)组成的逆变桥臂；其特征在于所述控制方法包括所述逆变桥臂 过零时刻前一时间段至后一时间段内，控制所述中线桥臂与所述逆变桥臂同步过零，控制 所述整流桥臂关断，所述前一时间段和所述后一时间段均为所述整流桥臂与所述逆变桥臂 过零时刻的时差。
6.根据权利要求5所述的UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，其特征在于所述逆 变桥臂过零时刻是指所述逆变桥臂从正半周到负半周过零或所述逆变桥臂从负半周到正 半周过零。
7.根据权利要求6所述的UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，其特征在于所述逆 变桥臂从正半周到负半周过零，在逆变桥臂过零时刻前一时间段内，控制所述第三开关管 (Q3)关断，第四开关管(Q4)导通，第一开关管(Ql)和第二开关管(Q2)都关断；在逆变桥 臂过零时刻后一时间段内，控制所述第三开关管(Q3)导通，第四开关管(Q4)关断，第一开 关管(Ql)和第二开关管(Q2)都关断；所述前一时间段和所述后一时间段均为所述第一开 关管(Ql)或第二开关管(Q2)的驱动信号的周期的2倍。
8.根据权利要求6所述的UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，其特征在于所述逆 变桥臂从负半周到正半周过零，在逆变桥臂过零时刻前一时间段内，控制所述第三开关管 (Q3)导通，第四开关管(Q4)关断，第一开关管(Ql)和第二开关管(Q2)都关断；在逆变桥臂过零时刻后一时间段内，控制所述第 三开关管(Q3)关断，第四开关管(Q4)导通，第一开 关管(Ql)和第二开关管(Q2)都关断；所述前一时间段和所述后一时间段均为所述第一开 关管(Ql)或第二幵关管(Q2)的驱动信号的周期的2倍。
全文摘要
本发明公开了UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，所述UPS包括第一开关管和第二开关管组成的整流桥臂，第三开关管和第四开关管组成的中线桥臂，第五开关管和第六开关管组成的逆变桥臂，整流桥臂过零时刻前后时间段内，控制中线桥臂与整流桥臂同步过零，控制逆变桥臂关断，前后时间段均为整流桥臂与逆变桥臂过零时刻的时差；或逆变桥臂过零时刻前后时间段内，控制中线桥臂与逆变桥臂同步过零，控制整流桥臂关断，前后时间段均为整流桥臂与逆变桥臂过零时刻的时差。通过本发明的UPS中的桥臂过零工作时的控制方法，可减小PFC电路和逆变电路过零不同步对UPS性能指标的影响。
文档编号H02M5/458GK102005938SQ201010262498
公开日2011年4月6日 申请日期2010年8月25日 优先权日2010年8月25日
发明者张艳全, 李俊林, 范小波, 谢力华 申请人:力博特公司