一种混合桥臂式隔离型双向直流变换器及其控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及电气自动化设备技术领域，具体地，设及一种应用于直流微网的、集合 IGBT与SIC-MOS阳T的混合桥臂式隔离型双向直流变换器及其控制方法。
【背景技术】
[0002] 隔离型双向直流变换器是直流微网中的关键部件之一，其地位类似于交流电网中 的变压器，可实现直流能量的双向传输，电压等级转换及故障隔离等功能。其中较为成熟的 一种隔离型双向直流变换器采用双移相桥拓扑，其结构及控制简单，中高频工作下，隔离变 压器的体积可W大幅减小，且效率更高。
[0003] 传统双移相桥拓扑采用Si-IGBT作为开关器件，控制方式则采用移相控制。此种 控制方式下，在一个开关周期内会产生八次开关损耗，IGBT的开关损耗基本在数十mj/次 运个数量级，此值与开关频率直接相乘即为开关损耗，因而随着系统频率提高，该损耗将非 常可观，不利于系统效率的进一步提高。
【发明内容】
[0004] 针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种应用于直流微网的混合桥臂式 隔离型双向直流变换器，并提供其对应的控制方法，有利于系统效率的提高。 阳〇化]根据本发明的一个方面，提供一种混合桥臂式隔离型双向直流变换器，包括第一 桥臂，第二桥臂，第立桥臂，第四桥臂，高频隔离变压器TW及输入电容Cl、输出电容C2,其 中：第一桥臂由两个开关管S1、S2构成，第二桥臂由两个开关管S3、S4构成，第=桥臂由 两个开关管S5、S6构成，第四桥臂由两个开关管S7、S8构成，所述开关管S2、S4、S7、S8为 SiC-MOS阳T开关管；
[0006] 所述变换器的电源输入端正极接至输入电容Cl的正极，电源输入端负极接至输入 电容Cl的负极。电容C1正极与第一桥臂正端即开关管Sl的集电极、第二桥臂正端即开关 管S3的漏极相连；开关管Sl的发射极与开关管S2的集电极相连，开关管S3的源极与开关 管S4的漏极相连；第一桥臂中点A、第二桥臂中点B引出接至高频隔离变压器T的原边；电 容Cl负极与第一桥臂负端即开关管S2的发射极、第二桥臂负端即开关管S4的源极相连；
[0007] 所述变换器的电源输出端正极接至输出电容Cz的正极，电源输出端负极接至输入 电容Cz的负极；电容Cz正极与第=桥臂正端即开关管S5的集电极、第四桥臂正端即开关管 S7的漏极相连；开关管S5的发射极与开关管S6的集电极相连，开关管S7的源极与开关管 S8的漏极相连；第=桥臂中点C、第四桥臂中点D引出接至高频隔离变压器T的副边；电容 Cz负极与第=桥臂负端即开关管S6的发射极、第四桥臂负端即开关管S8的源极相连。
[0008] 根据本发明的另一个方面，提供一种混合桥臂式隔离型双向直流变换器的控制方 法，所述方法具体为：在变换器运行时，开关序列W-个开关周期Ts为基本单位进行循环， 一个开关序列共进行6次开关切换，切换时刻分别为tl、t2、172、tl巧,/2、t2巧,/2、L，时 亥Ij0与ti之间的时间间隔记为T1，tl与t2之间的时间间隔记为T2,通过合理设置T1、T2 两大参数实现第一桥臂和第=桥臂的ZCS软开关，每个开关周期只产生二次开关损耗，且 开关损耗全部由SiC-MOSFET开关管产生；其中Tl,T2需满足如下条件：
[0010] 其中，Udc1、Udc2代表输入电容Cl、输出电容Cz上的直流电压，n表示变压器变比； 当Tl,T2满足上式时，电流在0时刻自零开始增大，并在t2时刻回到零，实现了第一和第= 桥臂的ZCS软开关；电路传输功率P为：
[0012] 与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
[0013] 本发明方法由低开关损耗但价格较高的SIC-M0SFET承受开关损耗，SI-IGBT则工 作于ZCS软开关状态，从而提升系统整体效率。除具备该优势外，此方法可实现与传统的移 相控制方法相类似的功率双向流动功能。
[0014] 本发明的应用于直流微网的隔离双向直流变流器混合式桥臂拓扑，可实现传统双 向直流变换器的所有基本功能，同时提升其效率。当本发明的拓扑运行于本发明的控制方 式下时，可减小开关损耗，从而提升系统的功率密度，减小散热压力。
【附图说明】
[0015] 通过阅读参照W下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、 目的和优点将会变得更明显：
[0016] 图1为本发明一实施例中混合桥臂式隔离型双向直流变换器拓扑图；
[0017] 图2为本发明混合桥臂式隔离型双向直流变换器的工作波形（化<Vs); 阳0化]图3曰、图3b为典型Si-IGBT器件与SiC-MOS阳T器件之间的性能对比图；
[0019] 图4为混合桥臂式隔离型双向直流变换器的工作波形（化〉Vs)。
【具体实施方式】
[0020] 下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。W下实施例将有助于本领域的技术 人员进一步理解本发明，但不W任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术 人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可W做出若干变形和改进。运些都属于本发明 的保护范围。
[0021] 参照图1，为本发明一实施例中混合桥臂式隔离型双向直流变换器拓扑，包括第一 桥臂，第二桥臂，第立桥臂，第四桥臂，高频隔离变压器TW及输入电容Cl、输出电容C2,其 中：第一桥臂由两个开关管Sl、S2构成，第二桥臂由两个开关管S3、S4构成，第=桥臂由两 个开关管S5、S6构成，第四桥臂由两个开关管S7、S8构成；
[0022] 所述变换器的电源输入端正极接至输入电容Cl的正极，电源输入端负极接至输入 电容Cl的负极。电容C1正极与第一桥臂正端即开关管Sl的集电极（C极）、第二桥臂正端 即开关管S3的漏极值极）相连；开关管Sl的发射极巧极）与开关管S2的集电极相连， 开关管S3的源极（S极）与开关管S4的漏极相连；第一桥臂中点A、第二桥臂中点B引出 接至高频隔离变压器T的原边；电容Cl负极与第一桥臂负端即开关管S2的发射极、第二桥 臂负端即开关管S4的源极相连；
[0023] 所述变换器的电源输出端正极接至输出电容Cz的正极，电源输出端负极接至输入 电容Cz的负极；电容Cz正极与第=桥臂正端即开关管S5的集电极、第四桥臂正端即开关管 S7的漏极相连；开关管S5的发射极与开关管S6的集电极相连，开关管S7的源极与开关管 S8的漏极相连；第=桥臂中点C、第四桥臂中点D引出接至高频隔离变压器T的副边；电容 Cz负极与第=桥臂负端即开关管S6的发射极、第四桥臂负端即开关管S8的源极相连。
[0024] 在本实施例中，上述开关管S3、S4、S7、S8为SiC-MOS阳T开关管，上述开关管Sl、 S2,S5,S6为Si-IGBT开关管，采用SiC-MOS阳T与Si-IGBT共同构成混合式桥臂。 阳02引开关管SI,S2,S5,S6的口极（G极）连接至对应的驱动电路，其开关状态受驱动 电路产生的口极驱动信号所控制。S3,S4，S7，S8的栅极（G极）连接至对应的驱动电路，其 开光状态受驱动电路产生的栅极驱动信号所控制。
[0026] 开关管S2,S4,S7,S8采用SiC-MOS阳T，SiC-MOS阳T在开关性能上优于现有双移 相桥拓扑的Si-IGBT,如图3曰、图3b所示，但导通损耗上因其呈现为电阻特性，压降随电流 增大线性增大，因此优势不明显，尤其在大电流的工况下。
[0027] 为保证由SiC-MOSFET承受开关损耗，本发明将控制方法进行改进，通过调整开关 管切换时间ti，t2,实现第一桥臂和第S桥臂的ZCS软开关，同时第二和第四桥臂实现ZVS 软开关，从而降低开关损耗，提升整机效率。在变换器运行时，开关序列W-个开关周期L 为基本单位进行循环，一个开关序列共进行6次开关切换，切换时刻分别为tl、t2、172、 tl+lV2、t^V2、L，时刻0与ti之间的时间间隔记为Ti，tl与t2之间的时间间隔记为T2， 通过合理设置T1、T2两大参数实现第一桥臂和第=桥臂的ZCS软开关，每个开关周期只产 生二次开关损耗，且开关损耗全部由SiC-MOSFET开关管产生；从而实现降低开关损耗、提 升整机效率的目的。 阳02引其中Tl,T2需满足如下条件：
[0030] 其中，Udc1、Ud