c2代表输入电容Cl、输出电容Cz上的直流电压，n表示变压器变比； 当T1、T2满足上式时，电流在0时刻自零开始增大，并在t2时刻回到零，实现了第一桥臂和 第=桥臂的ZCS软开关；
[0031] 电路传输功率P为：
阳03；3] 其中：T虎指开关频率，L虎指变压器漏感。
[0034] 具体的，W功率正向流动为例，假定Udci<Udc2/n运行波形如图2所示，WTs代表开 关周期。原理简述如下： 阳03引 （1)正半周期：
[0036] 从0时刻开始，Tl时间段内开关管SI与开关管S4导通，开关管S5与开关管S7导 通，其余开关管关断，有Vp=Udcl,V,= 0,其中，Vs代表第一桥臂和第二桥臂中点C、D之 间的电位差，Vs代表第S桥臂和第四桥臂中点C、D之间的电位差，Udcl代表电容Cl上的 直流电压。此时，电流向正方向增长；
[0037] 在ti时刻，开关管S7关断，开关管S8导通，此时第四桥臂上会产生一次开关损耗； 在T2时间段内（即t拥刻与12时刻之间的时间段）有VP=Udc1，VS=Udc2/n，其中，Udc2 代表电容C2上的直流电压。此时，电流向负方向增大；
[00測在t2时刻，在电流过零点时刻12,开关管Sl关断，开关管S2导通，开关管S5关断， 开关管S6导通，此次开关过程均为ZCS软开关。
[0039] 似负半周期，类似的：
[0040] 在L/2时刻，开关管S4关断，开关管S3导通，此次开关为ZCS软开关，电流往负 方向增大；
[OOW在ti+V2时刻，开关管S8关断，开关管S7导通，此时第四桥臂上会产生一次开关 损耗，之后电流向正方向增大；
[0042] 在过零点t2巧,/2时刻，开关管S3关断，开关管S4导通，开关管S6关断，开关管S5 导通，均为ZCS软开关，之后此状态保持至L时刻，即下一个周期的0时刻，如此循环。 W43] 通过上述控制方法，开关损耗全部由SiC-MOS阳T(S2,S4,S7,S8)承担，当 Udcl〉Udc2/n时，该方法同样有效，工作波形和开关序列做相应调整即可，如图4所示。 [0044]当Udcl〉Udc2/n时，原理如下： 柳45] (1)正半周期：
[0046] 从0时刻开始，Tl时间段内开关管Sl与开关管S4导通，开关管S5与开关管S8 导通，其余开关管关断，有Vp=Udcl,V,=Udc2/n，其中，Vs代表第一桥臂和第二桥臂中点 C、D之间的电位差，Vs代表第=桥臂和第四桥臂中点C、D之间的电位差，Udcl代表电容Cl 上的直流电压。此时，电流向正方向增长；
[0047] 在ti时刻，开关管S4关断，开关管S3导通，此时第二桥臂上会产生一次开关损耗； 在T2时间段内（即ti时刻与t2时刻之间的时间段）有Vp= 0,Vs=Udc2,其中，Udc2代 表电容C2上的直流电压。此时，电流向负方向增大；
[0048] 在t2时刻，在电流过零点时刻12,开关管S5关断，开关管S6导通，此次开关过程 为ZCS软开关。 W例 似负半周期，类似的：
[0050] 在V2时刻，开关管Sl关断，开关管S2导通，开关管S8关断，开关管S7导通，此 次开关均为ZCS软开关，电流往负方向增大；
[0051] 在ti+V2时刻，开关管S3关断，开关管S4导通，此时第二桥臂上会产生一次开关 损耗，之后电流向正方向增大；
[0052] 在过零点t2巧,/2时刻，开关管S6关断，开关管S5导通，此次开关为ZCS软开关， 之后此状态保持至L时刻，即下一个周期的0时刻，如此循环。
[0053] 综上，SiC-MOS阳T在开关性能上优于Si-IGBT,但导通损耗上因其呈现为电阻特 性，压降随电流增大线性增大，因此优势不明显，尤其在大电流的工况下。采用本发明控制 方法后，可综合二者优势，开关损耗均由第二和第四桥臂产生并承担，借助SiC-MOSFET更 佳的开关特性，W提升整机开关频率和效率。
[0054] 本发明将开关损耗较小的新型SiC-MOSFET与基于目前主流半导体技术的 Si-IGBT相结合，并通过控制将开关损耗集中在SiC-MOSFET上，使隔离型双向直流变换器 同时具备两种不同种类开关器件的优势，从而提高系统效率和开关频率，为设备整体的高 功率密度化奠定了基础。
[0055] W上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述 特定实施方式，本领域技术人员可W在权利要求的范围内做出各种变形或修改，运并不影 响本发明的实质内容。
【主权项】
1. 一种混合桥臂式隔离型双向直流变换器，其特征在于包括第一桥臂，第二桥臂，第三 桥臂，第四桥臂，高频隔离变压器T以及电容Ci、电容C2，其中：第一桥臂由两个开关管S1、 S2构成，第二桥臂由两个开关管S3、S4构成，第三桥臂由两个开关管S5、S6构成，第四桥臂 由两个开关管S7、S8构成，所述开关管S3, S4, S7, S8为SiC-MOSFET开关管； 所述变换器的电源输入端正极接至输入电容Q的正极，电源输入端负极接至输入电容 (^的负极；电容C 极与第一桥臂正端即开关管S1的集电极、第二桥臂正端即开关管S3 的漏极相连；开关管S1的发射极与开关管S2的集电极相连，开关管S3的源极与开关管S4 的漏极相连；第一桥臂中点A、第二桥臂中点B引出接至高频隔离变压器T的原边；电容Q 负极与第一桥臂负端即开关管S2的发射极、第二桥臂负端即开关管S4的源极相连； 所述变换器的电源输出端正极接至输出电容C2的正极，电源输出端负极接至输入电容 〇2的负极；电容C 2正极与第三桥臂正端即开关管S5的集电极、第四桥臂正端即开关管S7 的漏极相连；开关管S5的发射极与开关管S6的集电极相连，开关管S7的源极与开关管S8 的漏极相连；第三桥臂中点C、第四桥臂中点D引出接至高频隔离变压器T的副边；电容C2负极与第三桥臂负端即开关管S6的发射极、第四桥臂负端即开关管S8的源极相连。2. 根据权利要求1所述的混合桥臂式隔离型双向直流变换器，其特征在于，所述开关 管 SI、S2, S5, S6 为 Si-IGBT 开关管。3. -种权利要求1-2任一项所述混合桥臂式隔离型双向直流变换器的控制方法，其特 征在于，在所述变换器运行时，开关序列以一个开关周期Ts为基本单位进行循环，一个开关 序列共进行6次开关切换，切换时刻分别为tl、t2、Ts/2、tl+Ts/2、t2+T s/2、Ts，时刻0与h 之间的时间间隔记为?\，tl与t2之间的时间间隔记为T2,通过合理设置Tl、T2两大参数 实现第一桥臂和第三桥臂的ZCS软开关，每个开关周期只产生二次开关损耗，且开关损耗 全部由SiC-MOSFET开关管产生。4. 根据权利要求3所述混合桥臂式隔离型双向直流变换器的控制方法，其特征在于， 其中T1，T2需满足如下条件：其中，Udcl、Udc2代表输入电容Q、输出电容(：2上的直流电压，η表示变压器变比；当 Τ1、Τ2满足上式时，电流在0时刻自零开始增大，并在t2时刻回到零，实现了第一桥臂和第 三桥臂的ZCS软开关； 电路传输功率P为：其中：TS是指开关频率，L s是指变压器漏感。
【专利摘要】本发明提供了一种混合桥臂式隔离型双向直流变换器及其控制方法，变换器包括第一、第二、第三、第四桥臂，高频隔离变压器T以及电容C1、电容C2，其中：第一桥臂由两个开关管S1、S2构成，第二桥臂由两个开关管S3、S4构成，第三桥臂由两个开关管S5、S6构成，第四桥臂由两个开关管S7、S8构成，所述开关管S2、S4、S7、S8为SiC-MOSFET开关管。本发明将开关损耗较小的新型SiC-MOSFET与基于目前主流半导体技术的Si-IGBT相结合，并通过控制将开关损耗集中在SiC-MOSFET上，使隔离型双向直流变换器同时具备两种不同种类开关器件的优势，从而提高系统效率和开关频率。
【IPC分类】H02M3/335
【公开号】CN105337504
【申请号】CN201510548727
【发明人】蔡旭, 高宁, 魏晓光
【申请人】国家电网公司, 国网智能电网研究院, 上海交通大学, 国网浙江省电力公司
【公开日】2016年2月17日
【申请日】2015年8月31日