双三相永磁同步电机高负载能力的直接转矩控制方法与流程

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及双三相永磁同步电机高负载能力的直接转矩控制方法。

背景技术：

多相永磁同步电机驱动系统具有多自由度控制优点，所以其驱动系统运行可靠性高，即使因电机绕组缺相或逆变桥臂故障，仍然可以借助剩余的控制自由度实现电机的容错运行。由于采用永磁体激磁，流入定子绕组的电流中可以全部为有功成分，从而实现电机定子侧高功率因数运行。所以，多相永磁同步电机在高可靠性、高功率因数要求场合具有独特的应用优势。

其中双三相永磁同步电机(双三相pmsm)是典型的多相电机。该电机有两套三相绕组，各个三相绕组中的三相互差120度电角度，两套三相绕组偏移30度电角度，两套三相绕组各有一个中心点。传统控制策略中，两套三相绕组的中心点不连接在一起，采用两个完全相同的变频器给两套三相绕组独立供电。当其中一套绕组或对应变频器出现故障，对应三相绕组完全停止工作，剩余无故障的三相绕组独立承担驱动负载的功能。但这种两套绕组中心点不连接的驱动方法缺点在于，有故障的三相系统可能其中有一相或两相仍然可以工作，若流过电流仍然可以输出电磁转矩，驱动负载；但若不工作，显然，整个驱动系统输出转矩能力降低了。

而且，传统的双三相永磁同步电机没有磁路凸极现象，电机电磁转矩仅仅由定子电流与永磁体磁场相互作用产生，电机负载能力有所降低。

技术实现要素：

针对上述现有技术存在的问题，本发明提供一种双三相永磁同步电机高负载能力的直接转矩控制方法，目的是提高双三相永磁同步电机驱动系统的转矩控制能力。本发明中双三相两套绕组中心点连接在一起，且绕组反电动势中含有较高比例的三次和五次谐波，利用六相逆变器输出电压矢量同时在基波平面和五次谐波平面中构建双电磁转矩、定子磁链的直接控制方法，利用五次平面内的电磁转矩来增强电机的负载能力。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种双三相永磁同步电机高负载能力的直接转矩控制方法，包括如下步骤：

步骤s1：设电机有两个三相绕组，分别为ace绕组和bdf绕组，各个三相绕组中的三相互差120度电角度，两套三相绕组偏移30度电角度，两套三相绕组各有一个中心点o点和o’点，将两台绕组的中心点o-o’连接，利用正交变换矩阵t6将电机的六相输入电流isa～isf变换至α1β1-α5β5-α3β3静止坐标系中，得到基波电流iα1和iβ1、五次谐波电流iα5和iβ5、三次谐波电流iα3和iβ3，α1β1、α5β5和α3β3分别为基波、五次谐波和三次谐波静止坐标系；

步骤s2：根据步骤s1求解三次谐波电流iα3，与给定零电流进行比较，送入比较器后输出变量i；

步骤s3：计算基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1和五次谐波平面定子磁链ψsα5ψsβ5；

步骤s4：根据基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1，计算出矢量ψs1的辐角∠θψs1，判断矢量所处α1β1平面扇区编号θsi；根据五次谐波平面定子磁链ψsα5ψsβ5，计算出矢量ψs5的辐角∠θψs2，判断矢量所处α5β5平面扇区编号θxi；

步骤s5：根据基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1及定子磁链幅值给定值经第一磁链滞环比较器，输出控制基波平面定子磁链幅值的变量

根据五次谐波平面定子磁链ψsα5ψsβ5及定子磁链幅值给定值经第二磁链滞环比较器，输出控制五次谐波平面定子磁链幅值的变量

步骤s6：计算基波平面电磁转矩te1和五次谐波平面电磁转矩te5；

步骤s7：将基波平面电磁转矩te1及其给定值输入第一转矩滞环比较器，输出控制基波平面电磁转矩变量τ1，

将五次谐波平面电磁转矩te5及其给定值输入第二转矩滞环比较器，输出控制五次谐波平面电磁转矩变量τ2；

步骤s8：构建最优开关矢量表，将变量i、τ1、τ2、θsi、θxi输入最优开关矢量表，得到一组六相逆变桥最优开关组合，通过六相逆变器作用于双三相永磁同步电机驱动系统，实现抑制三次谐波电流、电机定子磁链幅值误差及电磁转矩误差为0的控制目标。

进一步地，所述步骤s3基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1和五次谐波平面定子磁链ψsα5ψsβ5计算方法如下：

其中，lsm1＝0.5(ldm1+lqm1)，lrs1＝0.5(ldm1-lqm1)，ldm1和lqm1分别为双三相永磁同步电机相绕组主磁路的直轴电感和交轴电感，lsσ1为双三相永磁同步电机相绕组漏电感，θr为双三相永磁同步电机转子位置角，ψf1、ψf5分别为双三相永磁同步电机的转子磁链基波和五次谐波峰值。

进一步地，所述步骤s3基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1和五次谐波平面定子磁链ψsα5ψsβ5另一种计算方法如下：

利用正交变换矩阵将电机的六相输入电压usa～usf变换至α1β1-α5β5-α3β3静止坐标系中，

根据α1β1、α5β5坐标系中电压平衡方程式，

得到

其中，usα1和usβ1为基波定子电压，usα5和usβ5为五次谐波定子电压，rs为电机相绕组电阻。

进一步地，所述步骤s4的具体步骤包括：

设sa～sf为六相逆变器每相桥臂对应的开关状态，其值为1代表上桥臂导通，下桥臂关断，其值为0代表下桥臂导通，上桥臂关断；则

usa～usf为双三相绕组逆变桥电压，udc为六相逆变器直流母线电压，uno为电机绕组中性点与地之间的电压，

双三相绕组满足：

usa+usb+usc+usd+use+usf＝0(10)

得到:

利用正交变换矩阵t6左乘式(9)，再由式(11)计算得到基波定子电压usα1和usβ1、五次谐波定子电压usα5和usβ5、三次谐波定子电压usα3和usβ3，

根据式(12)，取不同的开关组合sa～sf即获得α1β1平面、α5β5平面、α3β3平面的开关矢量；将α1β1平面和α5β5平面的相邻电压矢量为边界，分别划分为24个扇区，分别用θsi、θxi表示，i＝1,2,…,24，每个扇区包含的角度都为15°；

根据基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1，计算出矢量ψs1的辐角∠θψs1，判断矢量所处α1β1平面扇区编号θsi；根据五次谐波平面定子磁链ψsα5ψsβ5，计算出矢量ψs5的辐角∠θψs2，判断矢量所处α5β5平面扇区编号θxi。

进一步地，所述步骤s5中第一和第二磁链滞环比较器输出变量如下：

进一步地，所述步骤s6中基波平面电磁转矩te1和五次谐波平面电磁转矩te5的计算方法如下：

te1＝p(ψsα1iβ1-ψsβ1iα1)(15)

te5＝p(ψsα5iβ5-ψsβ5iα5)(16)

其中，p为双三相永磁同步电机磁极对数。

进一步地，所述步骤s7中第一和第二转矩滞环比较器输出变量如下：

其中，ε1为电机基波转矩滞环环宽，ε2为电机五次谐波转矩滞环环宽，ε1和ε2的值根据实际电机转矩控制误差需要设置。

进一步地，所述步骤s8中，电磁转矩给定值和是由双三相永磁同步电机电磁转矩给定按谐波注入比例分配的。

进一步地，所述步骤s8中最优开关矢量表的构建方法如下：

步骤s81：根据六相逆变器每相桥臂的不同开关组合获得α1β1平面、α5β5平面、α3β3平面的开关矢量，α3β3平面的电压矢量处于一条直线，根据谐波电流在α3轴投影的大小来选取α3β3平面的电压矢量，选取极性相反的电压矢量；

步骤s82：根据步骤s81选取电压矢量后，在α1β1平面中找出对应的电压矢量，根据基波磁链所在扇区，分析α1β1平面中对应电压矢量中各种开关组合作用引起定子磁链及电磁转矩的控制效果，即增大或者减小，并根据作用效果将电压矢量分为四组；

步骤s83：假设五次谐波平面定子磁链在第一扇区依次取步骤s82中所得的一组电压矢量，再分析每个电压矢量对五次谐波平面定子磁链及五次谐波平面电磁转矩的作用效果，即增大或者减小，并根据作用效果在每组电压矢量中选取四个最优的开关矢量表；

步骤s84：假设五次谐波平面定子磁链在第二、第三、第四······第二十四扇区，重复步骤s83选取；

步骤s85：假设基波平面定子磁链在第二、第三、第四······第二十四扇区，重复步骤s83选取；

步骤s86：根据以上选取的开关矢量，列出最优开关矢量表。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

(1)利用六相逆变器在基波和五次谐波平面中构建双电磁转矩、定子磁链的直接控制，从而借助五次谐波平面转矩增强电机负载能力，减小了定子绕组电流峰值；

(2)两套三相绕组中心点连接在一起，利用剩余健康相绕组流过电流增强电机绕组故障时的负载能力；

(3)由于电机具有凸极现象，可以产生磁阻转矩，从而进一步增强电机负载能力。

附图说明

图1是本发明双三相永磁同步电机直接转矩控制结构图；

图2是本发明实施例驱动系统硬件结构；

图3是本发明实施例双三相永磁同步电机绕组连接方式；

图4是本发明实施例α1β1平面的开关矢量图；

图5是本发明实施例α5β5平面的开关矢量图；

图6是本发明实施例α3β3平面的开关矢量图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细说明。

如图1所示，一种双三相永磁同步电机高负载能力的直接转矩控制方法，包括如下步骤：步骤s1：设电机有两个三相绕组，分别为ace绕组和bdf绕组，各个三相绕组中的三相互差120度电角度，两套三相绕组偏移30度电角度，两套三相绕组各有一个中心点o点和o’点，将两台绕组的中心点o-o’连接，利用正交变换矩阵t6将电机的六相输入电流isa～isf变换至α1β1-α5β5-α3β3静止坐标系中，得到基波电流iα1和iβ1、五次谐波电流iα5和iβ5、三次谐波电流iα3和iβ3，α1β1、α5β5和α3β3分别为基波、五次谐波和三次谐波静止坐标系；

两套三相绕组中心点连接在一起，共有五个自由度可以控制，在基波和五次谐波平面对电磁转矩，定子磁链双闭环控制，占据了四个自由度，而α3β3平面无法产生旋转磁动势，不参与机电能量转换，所以将三次平面电流控制为零。

步骤s2：根据步骤s1求解三次谐波电流iα3，与给定零电流进行比较，送入比较器后输出变量i。

步骤s3：计算基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1和五次谐波平面定子磁链ψsα5ψsβ5；

在本实施例中，利用iα1iβ1、iα5iβ5双三相电机转子磁链ψf1、ψf5及电机转子位置角θr计算定子磁链ψsα1ψsβ1、ψsα5ψsβ5：

其中，lsm1＝0.5(ldm1+lqm1)，lrs1＝0.5(ldm1-lqm1)，ldm1和lqm1分别为双三相永磁同步电机相绕组主磁路的直轴电感和交轴电感，lsσ1为双三相永磁同步电机相绕组漏电感，这些电感值可以从六相电机铭牌上得到；θr为双三相永磁同步电机转子位置角，ψf1、ψf5分别为双三相永磁同步电机的转子磁链基波和五次谐波峰值。

基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1和五次谐波平面定子磁链ψsα5ψsβ5的另外一种计算方法是利用定子磁链的电压模型进行计算，方法如下：

利用正交变换矩阵将电机的六相输入电压usa～usf变换至α1β1-α5β5-α3β3静止坐标系中，

根据α1β1、α5β5坐标系中电压平衡方程式，

得到

其中，usα1和usβ1为基波定子电压，usα5和usβ5为五次谐波定子电压，rs为电机相绕组电阻。

步骤s4：设sa～sf为六相逆变器每相桥臂对应的开关状态,其值为1代表上桥臂导通，下桥臂关断，其值为0代表下桥臂导通，上桥臂关断；则

usa～usf为双三相绕组逆变桥电压，udc为六相逆变器直流母线电压，uno为电机绕组中性点与地之间的电压，

双三相绕组满足：

usa+usb+usc+usd+use+usf＝0(10)

得到:

利用正交变换矩阵t6左乘式(9)，再由式(11)计算得到基波定子电压usα1和usβ1、五次谐波定子电压usα5和usβ5、三次谐波定子电压usα3和usβ3，

根据式(12)，取不同的开关组合sa～sf即获得α1β1平面、α5β5平面、α3β3平面的开关矢量；将α1β1平面和α5β5平面的相邻电压矢量为边界，分别划分为24个扇区，分别用θsi、θxi表示，i＝1,2,…,24，每个扇区包含的角度都为15°；

根据基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1，计算出矢量ψs1的辐角∠θψs1，判断矢量所处α1β1平面扇区编号θsi；根据五次谐波平面定子磁链ψsα5ψsβ5，计算出矢量ψs5的辐角∠θψs2，判断矢量所处α5β5平面扇区编号θxi。

步骤s5：根据基波平面定子磁链ψsα1ψsβ1及定子磁链幅值给定值经第一磁链滞环比较器，输出控制基波平面定子磁链幅值的变量

根据五次谐波平面定子磁链ψsα5ψsβ5及定子磁链幅值给定值经第二磁链滞环比较器，输出控制五次谐波平面定子磁链幅值的变量

步骤s6：计算基波平面电磁转矩te1和五次谐波平面电磁转矩te5；

te1＝p(ψsα1iβ1-ψsβ1iα1)(15)

te5＝p(ψsα5iβ5-ψsβ5iα5)(16)其中，p为双三相永磁同步电机磁极对数，可以从电机铭牌上得到。

步骤s7：将基波平面电磁转矩te1及其给定值输入第一转矩滞环比较器，输出控制基波平面电磁转矩变量τ1；

将五次谐波平面电磁转矩te5及其给定值输入第二转矩滞环比较器，输出控制五次谐波平面电磁转矩变量τ2；

其中，ε1为电机基波转矩滞环环宽，ε2为电机五次谐波转矩滞环环宽，ε1和ε2的值根据实际电机转矩控制误差需要设置。

电磁转矩给定值和是由双三相永磁同步电机电磁转矩给定按谐波注入比例分配的，由具体电机控制变量而定，若控制的是电磁转矩则系统直接给定该值；若控制的是电机转速，则由转子速度传感器采集速度信号，经电机速度控制器(例如pi控制器)分别输出转矩给定若控制的是转子位置角，则电机位置控制器输出即为转矩给定

步骤s8：构建最优开关矢量表，将变量i、τ1、τ2、θsi、θxi输入最优开关矢量表，得到一组六相逆变桥最优开关组合，通过六相逆变器作用于双三相永磁同步电机驱动系统，实现抑制三次谐波电流、电机定子磁链幅值误差及电磁转矩误差为0的控制目标。

如图2所示，本发明实施例驱动系统硬件结构包括：整流电路、滤波电容、六相逆变器、双三相不对称绕组永磁同步电机、六相绕组电流采集电路、电机转子位置角采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口等，也可以采用合适的直流电源提供六相逆变器直流母线电压。逆变器中功率管采用igbt或mofet，中央控制器采用dsp或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。转子位置角采集电路可以采用旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以采用旋转变压器后接解码电路构成，其中前者成本较低，但位置角采样精度受编码器线数限制，而后者成本较高，但位置角采样精度较高。绕组电流采集电路和转子位置角采集电路弱电压信号送到中央控制器a/d转换模块。根据取得的信号和本发明的高负载能力的直接转矩控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。

本发明实施例双三相永磁同步电机绕组连接方式如图3所示，abcdef为双三相永磁同步电机的六个相绕组，该电机有两套三相绕组，即为图3中的ace绕组和bdf绕组；各个三相绕组中的三相互差120度电角度，两套三相绕组偏移30度电角度，两套三相绕组各有一个中心点o点和o’点，将两台绕组的中心点o-o’连接。

根据式(12)，取不同的开关组合sa～sf即获得α1β1平面、α5β5平面、α3β3平面的开关矢量图如图4、图5、图6所示。

在本实施例中，需要在α1β1平面、α5β5平面选取矢量来同时控制电磁转矩和定子磁链。在电压矢量空间选取最优开关矢量表，实现基波转矩、磁链和五次谐波转矩、磁链的同时控制。由于三次谐波平面不参与机电能量转，且α3β3平面的电压矢量处于一条直线，需要把三次谐波电流抑制为零，实现三次谐波电流控制为零，同时控制三维空间的控制方法来实现基波转矩、磁链和五次谐波转矩、磁链的控制及三次谐波电流抑制为零的控制方法。α3β3平面的电压矢量处于一条直线，可以根据谐波电流在α3轴投影的大小来选取α3β3平面的电压矢量。再选取α1β1平面(或α5β5平面)的矢量来控制基波转矩、磁链。在α1β1平面(或α5β5平面)控制基波转矩、磁链的矢量基础上，再在α5β5平面(或α1β1平面)选取矢量来同时控制电磁转矩和定子磁链。

本实施例的最优开关矢量表方法如下：

(1)将图4中α1β1平面、图5中α5β5平面的电压矢量分别划分为24个扇区，分别用θsi、θxi表示，i＝1、2、3…24，每个扇区包含的角度都为15°；

(2)图6中α3β3平面的电压矢量处于一条直线，可以根据谐波电流在α3轴投影的大小来选取α3β3平面的电压矢量。iα3大于等于零时，选取极性相反的电压矢量，如图6虚线圈起的矢量。反之，选实线圈起的矢量；

(3)假定iα3大于等于零(iα3小于零)，选取了图6虚线圈起的矢量(选实线圈起的矢量)，并在α1β1平面中找出对应的电压矢量如图4所示，再假定基波磁链在第一扇区θs1，分析图4中各种开关组合作用引起定子磁链及电磁转矩的控制效果，即增大或者减小，并根据作用效果将电压矢量分为四组；

(4)假定五次磁链在第一扇区θs1依次取(3)中所得的一组电压矢量，即转矩增大与磁链增加的一组电压矢量如图5所示，再分析每个电压矢量对五次磁链及五次转矩的作用效果，即增大或者减小，并根据作用效果在每组电压矢量中选取四个最优的开关矢量表；

(5)重新假定五次磁链在第二、第三、第四······第二十四扇区，重复步骤(4)选取；

(6)重新假定基波磁链在第二、、第三、第四······第二十四扇区，重复步骤(3)选取；

(7)根据以上选取的开关矢量，列出最优开关矢量表如表1所示。

表1

表1为基波平面磁链与五次谐波平面磁链分别处于第一扇区的矢量表，τ1＝1代表基波转矩增大，τ1＝-1代表基波转矩减小；τ2＝1代表五次谐波转矩增大，τ2＝-1代表五次谐波转矩减小。ф1＝1代表基波平面的磁链增大，ф1＝0代表基波平面的磁链减小；ф2＝1代表五次谐波平面磁链增大，ф2＝0代表五次谐波平面磁链减小。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。