专利名称：多电平转换器操作的制作方法
技术领域：
本发明大体涉及中性点钳位式(NPC)多电平转换器或二极管钳位式多电平转换 器，并且更具体而言，涉及操作多电平转换器的方法。
背景技术：
二极管钳位式多电平转换器一般用于诸如变速驱动(VSD)系统的大功率工业应 用中或诸如太阳能(光伏)功率发生系统或风力涡轮发电机的能量转换应用中。二极管钳 位式多电平转换器的功率损耗在驱动系统和光伏系统的单元大小方面是一个重要的问题， 原因在于这种损耗对总的可交付使用的能量的影响。功率损耗发生在多电平转换器中，主 要是因为一般用于这种转换器中的开关装置(例如绝缘栅双极型晶体管(IGBTs)、栅极可 断开(GTO)晶闸管及集成栅极整流晶闸管(IGCTs))中的损耗的原因。功率损耗还发生在 转换器中，因为存在钳位式二极管和诸如过滤感应器的无源构件。钳位式二极管可用于多电平转换器中，以阻挡或钳位跨越开关装置的电压到一定 电平。出于模块性和简化的原因，IGBT模块通常用于代替中性点钳位式二极管，以执行阻 挡的作用。在这种实施例中，IGBT经常栅极断开。不论是使用二极管模块还是IGBT模块， 它们中的各个均具有一些内电感，其进一步增加了在开关装置的整流(commutation)期间 的转换器中的功率损耗。开关装置一般具有三种主要的损耗类型传导损耗、开关损耗及栅极驱动损耗。开 关损耗对应于在开关装置的状态变化期间(在接通和断开期间)发生的损耗。传导损耗对 应于在开关装置的导通期间(当装置传送电流时)发生在开关装置中的损耗。栅极驱动损 耗指的是对开关装置的栅极_源和栅极_漏电容充电和放电所需要的能量，并且栅极驱动 损耗受开关频率、栅极电容及横越电压(voltage traversed)的影响。但是，在大功率IGBT 应用中，通常开关损耗和传导损耗是主要因素。因此，期望是提供一种将处理前述问题的方法和系统。
发明内容
根据本发明的实施例，提供了一种用于操作中性点钳位式(NPC)三电平转换器的 方法。该NPC三电平转换器包括至少两个脚(leg)，各个脚包括串联连接在第一中点处的 第一顶部开关和第二顶部开关、串联连接在第二中点处的第一底部开关和第二底部开关， 以及串联连接在第三中点处的第一中部开关和第二中部开关，该第三中点位于第一中部开 关和第二中部开关之间。第一顶部开关和第二底部开关串联连接在DC链路(link)处，而 第一中部开关和第二中部开关连接在第一中点和第二中点之间。顶部开关、底部开关及中 部开关中的各个具有跨越其的反并联(antiparallel) 二极管。方法包括当第一中部开关 处于接通状态且第二中部开关处于断开状态时，将第一顶部开关和第二顶部开关交替地切 换到接通状态。方法还包括当第一中部开关处于断开状态且第二中部开关处于接通状态 时，将第一底部开关和第二底部开关交替地切换到接通状态。
根据本发明的另一个实施例，提供了一种操作NPC多电平转换器的方法。该NPC 多电平转换器包括至少两个脚，各个脚包括串联连接在第一中点处的第一顶部开关装置 (switching device)和第二顶部开关装置、串联连接在第二中点处的第一底部开关装置 和第二底部开关装置，以及串联连接在第三中点处的第一中部开关装置和第二中部开关装 置，该第三中点位于第一中部开关装置和第二中部开关装置之间。第一顶部开关装置和第 二底部开关装置串联连接在对分式DC链路(split DC link)处，而第一中部开关和第二中 部开关连接在第一中点和第二中点之间。顶部开关、底部开关及中部开关中的各个具有跨 越其的反并联二极管。方法包括通过第二顶部开关装置的反关联二极管、对分式DC链路的 顶部电容器及第一顶部开关装置提供用于第一顶部开关装置的第一整流路径。通过第一底 部开关装置的反关联二极管、对分式DC链路的底部电容器及第二底部开关装置提供用于 第二底部开关装置的第二整流路径。方法还包括通过第一顶部开关装置的反关联二极管、 对分式DC链路的顶部电容器及第二顶部开关装置提供用于第二顶部开关装置的第三整流 路径。方法还包括通过第二底部开关装置的反关联二极管、对分式DC链路的底部电容器及 第一底部开关装置提供用于第一底部开关装置的第四整流路径。根据本发明的又一个实施例，提供了一种用于NPC多电平转换器的脉冲发生模 块。该NPC多电平转换器包括至少两个脚，各个脚包括串联连接在第一中点处的第一顶部 开关装置和第二顶部开关装置、串联连接在第二中点处的第一底部开关装置和第二底部开 关装置、以及串联连接在第三中点处的第一中部开关装置和第二中部开关装置，该第三中 点位于第一中部开关装置和第二中部开关装置之间。第一顶部开关装置和第二底部开关装 置串联连接在DC链路处，而第一中部开关装置和第二中部开关装置连接在第一中点和第 二中点之间。顶部开关装置、底部开关装置及中部开关装置中的各个具有跨越其的反并联 二极管。脉冲发生模块包括第一比较器，其用以比较基准正弦波形与三角波形，以为第一顶 部开关装置和第二顶部开关装置产生开关脉冲；以及第二比较器，其用以比较基准正弦波 形与相移三角波形，以为第一底部开关装置和第二底部开关装置产生开关脉冲。模块还包 括第三比较器，其用以比较基准正弦波形与零电压波形，以为第一中部开关装置和第二中 部开关装置产生开关脉冲。
当参照附图阅读以下详细描述时，本发明的这些和其它特征、方面及优点将变得 更好理解，在附图中，相同标号在全部图中表示相同的部件，其中图1是传统中性点钳位式多电平转换器的一个相脚(one phase leg)的电路图和 输出波形；图2是中性点钳位式多电平转换器的另一个实施例的一个相脚的电路图；图3是图2的多电平转换器的传统操作的图示；图4是根据本发明的实施例的图2的多电平转换器的操作的图示；图5是示出了根据图4的实施例的用于图2的多电平转换器的PWM脉冲的图表； 以及图6是根据本发明的实施例的用于图2的多电平转换器的脉冲发生模块的简图。部件列表
IOS传统中性点钳位式(NPC)三电平转换器的一相的示意图
12输出波形
14NPC三电平转换器的一个脚
16，18，20，22 开关装置
24，26 二极管
28DC链路的中心点
30DC链路
40使用IGBT模块的NPC三电平转换器的一个脚的电路图
42，44，46 双 IGBT 模块
48，50，52，54，56，58 IGBT
49第一中点
53第二中点
57第三中点
60，62，64，66，68，70 反并联二极管
72，74，76泄漏电感器
75第四中点
77正极端子
78负极端子
80用于传统操作的整流路径
100，102 IGBT的整流路径
110横轴
112纵轴
114基准正弦波电压源
116第三谐波波形
118加法器块
120第一三角波形
122比较器
124缓冲器块
126反相缓冲器
128第二三角波形
130零电压波形
132，134 比较器
136，140缓冲器
138，142缓冲器
148，150，152，154，156，158 开关脉冲图形(pulse pattern)
180正弦三角脉冲发生模块
具体实施例方式
如下面所详细论述的那样，本发明的实施例使得多电平转换器能够以最佳的方式将直流(DC)功率转换成交流(AC)功率。图1示出了传统中性点钳位式(NPC)三电平转换器或二极管钳位式三电平转换器 的一个脚或一个相的示意图10及其输出波形12。三电平转换器的一个脚14包括四个开关 装置16、18、20和22以及两个二极管24和26。控制输入电压Vl和V2，以保持在等于Vdc/2 的电压下，其中Vdc是总的DC链路电压。电压V3是相对于DC链路30的中心点28测量到 的A相输出电压。装置16与装置20互补，以使得当装置16导通时，装置20不导通，反之 亦然。类似地，装置18和22是互补的。在操作中，NPC三电平转换器的各个脚具有三个开关级。在第一开关级中，装置16 和18接通，而装置20和22断开。假设稳定的操作，Vl = V2 = Vdc/2,而V3变成Vdc/2。 在第二开关级中，装置18和20接通，而装置16和22断开。在这个级中，V3等于零。在第 三开关级中，装置16和18断开，而装置20和22接通。这导致V3变成-Vdc/2，如波形12 中所示。因此，可看到相电压V3具有三个电平Vdc/2、-Vdc/2及0。当NPC三相转换器的 所有三个脚结合时，则所产生的线间电压(line to line voltage)具有五个电平，即Vdc、 Vdc/2,0, -Vdc/2及-Vdc。图1的三电平转换器14可增大到任何电平，这取决于电路中的 电路拓扑以及装置和二极管的数量。当转换器中的电平的数量增加时，转换器的输出波形 接近纯正弦波，从而在输出电压中产生更低的谐波。图2示出了使用IGBT模块的NPC三电平转换器的一个脚的电路图40。对于转换 器的各个脚，转换器40包括三个双IGBT模块42，44，46。因此，对于三相转换器，使用了九 个双IGBT模块。双IGBT模块可容易在市场中获得，并且双IGBT模块42，44，46中的各个 包括两个IGBT (用于顶部IGBT模块的IGBT 48，50、用于中部IGBT模块的52，54及用于底 部IGBT模块的56，58)。IGBT模块中的各个的两个IGBT串联连接，并且提供第一中点49、 第二中点53及第三中点57。IGBT模块包括跨越中点连接的反并联(anti-parallel) 二极 管(如60，62，64，66，68，70所示)。双IGBT模块通常进行最优化，以在标准的两电平反相 器电路中操作。与和中点(72)相关联的泄漏电感相比，与正极端子77和负极端子78相 关联的泄漏电感是低的。在标准的两电平应用中，中点端子(72)的泄漏电感不重要，并且 因此，生产商不对内部模块设计进行最优化，以处理这个泄漏电感。顶部IGBT模块和底部 IGBT模块串联连接，并且形成第四中点75，第四中点75连接到DC链路的中点上。图3示出了图2的三电平转换器的操作的一种传统模式。在操作中，顶部双IGBT 模块42的底部IGBT 50和底部双IGBT模块46的顶部IGBT 56持续地断开(或禁用 (disable))。因此，在转换器的操作期间，仅跨越这些IGBT的反并联二极管62，68起作用。 这产生类似于图1的示意图的电路，除了有三个泄漏电感器72、74和76之外。然后以类似 于参照图1的示意图所阐明的那样执行剩余的IGBT的开关或操作，除了 IGBT 54的整流 (或断开)过程期间出现挑战之外。图3显示了顶部IGBT模块42的电流整流路径80。可 看到，电流通过顶部IGBT模块42的顶部二极管60、DC链路30的顶部电容器、底部IGBT模 块46的顶部二极管68、底部IGBT模块46的泄漏电感器76、中部IGBT模块44的底部IGBT 54、中部IGBT模块44的顶部二极管64及顶部IGBT模块42的泄漏电感器72整流。因此， 在顶部IGBT的整流路径中存在两个泄漏电感器，这导致转换器中的功率损耗，从而影响转 换器的效率和大小。另外，在IGBT的断开期间的开关受整流回路的泄漏电感的影响。由于 增加的泄漏，必须降低开关速度，以将IGBT峰值电压保持在装置的限值内。降低开关速度往往进一步增加断开损耗。图4示出了根据本发明的实施例的、操作图2的三电平转换器的方法。在这个操 作中，没有禁用IGBT 50和56，而是利用脉宽调制(PWM)来使其开关。另外，IGBT 52和54 交替地接通，并且进行PWM开关，以保持IGBT 48和58。在这个实施例中，IGBT 48和50彼 此互补，并且类似地，IGBT 56与IGBT 68互补。例如，当IGBT 48导通时，IGBT 50不导通， 而当IGBT 50导通时，IGBT 48不导通。但是，在这个实施例中，IGBT 48和54以及IGBT 52 和58不是互补对。IGBT 48和54以及类似地IGBT 52和58可不同时处于接通状态，但是 两个IGBT可同时处于断开状态。另外，中部IGBT 52和54的非PWM开关还可导致转换器 的功率损耗的减小。应当注意，虽然本文将IGBT示为开关装置，但是可附加地或备选地使 用其它开关装置，例如IGCT、MCT、MT0、MOSFET等。这种装置可用任何适当的半导体材料制 成，其中，硅和碳化硅是两个非限制性实例。在一个实施例中，转换器可用以任何组合的方 式串联堆叠的单相或三相转换器制成。而且，在另一个实施例中，可对中部IGBT52和54使 用PWM开关。在操作期间，IGBT 48和56持续接通达输出正弦波的正的半个周期，而IGBT 50和58在相同的半个周期的期间断开。在这种情况下，双IGBT 44连接到dc总线(Vl)的 上半部上。在IGBT 50和58保持接通而IGBT 48和56保持断开的情况下，应用类似的原 理达负的半个周期。图4还显示了顶部IGBT模块42的底部IGBT 50的电流整流路径100。可看到，电 流通过顶部IGBT模块42的顶部二极管60、DC链路30的顶部电容器及顶部IGBT模块42 的底部IGBT 50整流。因此，在顶部IGBT 48的整流路径中不存在与中点相关联的泄漏电 感器72或76，与操作三电平转换器的更传统的方法相比，这导致功率损耗的较大的减小。 功率损耗的减小还导致三电平转换器的相关联的加热的减少，并且从而导致转换器的冷却 需要和大小需求的减少。还可利用开关损耗的减小来增加开关频率，以减小无源过滤构件 的大小和成本。图4还显示了用于底部IGBT模块46的顶部IGBT 56的电流整流路径102。 电流通过二极管70、IGBT 56及DC链路的底部电容器整流。在图中未显示的其它整流路径 是IGBT 48和58整流路径。在一个路径中，例如，IGBT 48通过顶部IGBT模块42的底部 二极管62、DC链路30的顶部电容器及IGBT 48整流。在另一个路径中，IGBT 58通过二极 管68、IGBT58及DC链路的底部电容器整流。另外，本领域的技术人员将理解，虽然仅参照 一个脚来阐明操作，但是可针对多电平转换器的其它脚来执行类似的操作。图5表示了根据本发明的实施例的、用于图2的多电平转换器的PWM脉冲。它显 示了分别用于六个IGBT 48、50、52、54、56和58的六个开关脉冲图形148、150、152、154、156 和158，它们分布在两个时间段tl和t2上。开关脉冲的横轴110表示时间t，而开关脉冲 的纵轴112表示脉冲电压Vp。在一个实施例中，脉冲电压Vp可为5伏或15伏。如之前所 述，IGBT 48和50彼此互补，并且因此，脉冲148和150也彼此互补，即当脉冲148高时，脉 冲150低，而当脉冲148低时，脉冲150高。类似地，脉冲152和154彼此互补，而脉冲156 和158互补。在时限tl期间，脉冲152高，而脉冲154低，并且因此，对应的IGBT 52接通， 而IGBT 54断开。类似地，在tl期间，脉冲156高，而脉冲158低，并且对应的IGBT 56,58 分别为接通和断开。另外，在时限tl期间，当IGBT48传送负载电流时，IGBT 48和50的开 关脉冲是PWM脉冲。大体上，脉冲148、150、156和158是PWM脉冲，而脉冲152和154是非 PWM 脉冲，并且脉冲对 148-150,152-154，156-158 互补。
在时限t2期间，底部IGBT 58传送负载电流，并且因此，IGBT56和58的脉冲156 和158是PWM脉冲，而顶部IGBT断开，因此脉冲148低，而脉冲150高。另外，脉冲152低， 而脉冲154高。时限tl和t2—起完成操作的一个周期，并且它也是基本频率的时限。此 后，操作以类似的重复性的其它周期继续。图6是根据本发明的实施例的用于多电平转换器的正弦三角脉冲发生模块180的 一个可行实施例的简图。由脉冲发生模块180产生的脉冲与图5中所示的基本相同。模块 包括基准正弦波电压源114。基准正弦波114是待由多电平转换器的一个脚产生的标准的 相电压。因此，基准正弦波的频率是基本频率，即50Hz或60Hz。在一个实施例中，基准正弦 波114由多电平转换器的外部控制器(未显示)产生。然后可通过加法器块118将第三谐 波波形116添加到基准正弦波114。第三谐波电压源的频率典型地是150Hz或180Hz，这取 决于基本频率。然后可通过比较器122来比较加法器块118的输出与第一三角波形120。 三角波形具有高频率，例如2kHz至200kHz。在一个实施例中，如果瞬时三角波形值高于瞬 时基准正弦波值，则比较器122提供高的信号输出，而如果瞬时三角波形值低于瞬时基准 正弦波值，则比较器122提供低的信号输出。比较器122的输出提供给IGBT 48。在一个 实施例中，通过缓冲器块124和栅极驱动电路(未显示)将比较器的输出提供给IGBT 48。 通过反相缓冲器126将比较器122的反相输出提供给IGBT 50。还分别通过比较器132和134将加法器118的输出与第二三角波形128和零电压 波形130进行比较。第二三角波形相对于第一三角波形相移了 180°的角度。因此，当第 一三角波形为正时，第二三角波形为负，反之亦然。三角波形120和128与加法器118的输 出的比较为外部IGBT 48、50、56和58提供了 PWM脉冲，而零电压波形130与加法器118的 输出的比较为中部IGBT 52和54提供了非P丽脉冲。然后分别通过缓冲器136和140将 比较器132和134的非反相输出波形提供给IGBT 56和52。类似地，分别通过反相器缓冲 器138和142将比较器132和134的反相输出波形提供给IGBT 58和54。应当注意，虽然 这里仅阐明了正弦三角脉宽调制(PWM)波形发生，但是诸如空间矢量PWM的其它PWM技术 无疑在本控制方法的范围中。应当注意，虽然本描述仅涉及三电平转换器，但是本方法可用 于其它多电平转换器，例如五电平转换器或七电平转换器。虽然本文仅对本发明的某些特征进行了说明和描述，但是本领域的技术人员将想 到许多修改和变化。因此，应当理解，权利要求意图覆盖落在本发明的真实精神内的所有这 种修改和变化。
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权利要求
1.一种操作中性点钳位式三电平转换器的方法，所述中性点钳位式三电平转换器包括 至少两个脚，各个脚包括串联连接在第一中点G9)处的第一和第二顶部开关08，50)、串 联连接在第二中点(57)处的第一和第二底部开关(56，58)，以及串联连接在第三中点(53) 处的第一和第二中部开关(52，M)，该第三中点(53)位于第一和第二中部开关(52，54)之 间，其中，所述第一顶部和第二底部开关G8，58)串联连接在DC链路(30)处，所述第一和 第二中部开关(52，54)连接在所述第一和第二中点(49，57)之间，并且所述顶部、底部及中 部开关中的各个具有跨过其的反并联二极管，所述方法包括当所述第一中部开关(52)处于接通状态且所述第二中部开关(54)处于断开状态时， 将所述第一和第二顶部开关(48，50)交替地切换到接通状态；以及当所述第一中部开关(52)处于断开状态且所述第二中部开关(54)处于接通状态时， 将所述第一和第二底部开关(56，58)交替地切换到接通状态。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一顶部开关G8)通过所述第二顶 部开关(50)的反并联二极管(62)和所述DC链路(30)的顶部电容器整流。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二底部开关(58)通过所述第一底 部开关(56)的反并联二极管(68)和所述DC链路(30)的底部电容器整流。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述三电平转换器是单相三电平转换器。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述三电平转换器是三相三电平转换器。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述转换器包括以任何组合方式串联堆 叠的单相转换器或三相转换器。
7.一种操作中性点钳位式三电平转换器的方法，所述中性点钳位式三电平转换器包 括至少两个脚，各个脚包括串联连接在第一中点G9)处的第一和第二顶部开关装置08， 50)、串联连接在第二中点(57)处的第一和第二底部开关装置(56，58)，以及串联连接在第 三中点(5 处的第一和第二中部开关装置(52巧4)，其中，所述第一顶部和第二底部开关 装置08，58)串联连接在对分式DC链路(30)处，所述第一和第二中部开关装置(52，54) 连接在所述第一和第二中点(49，57)之间，并且其中，所述顶部、底部及中部开关装置中的 各个具有跨越其的反并联二极管，所述方法包括通过所述第二顶部开关装置(50)的反关联二极管(62)、所述对分式DC链路(30)的顶 部电容器及所述第一顶部开关装置G8)提供用于所述第一顶部开关装置G8)的第一整流 路径；通过所述第一底部开关装置(56)的反关联二极管(68)、所述对分式DC链路(30)的底 部电容器及所述第二底部开关装置(58)提供用于所述第二底部开关装置(58)的第二整流 路径；通过所述第一顶部开关装置G8)的反关联二极管(60)、所述对分式DC链路(30)的顶 部电容器及所述第二顶部开关装置(50)提供用于所述第二顶部开关装置(50)的第三整流 路径；通过所述第二底部开关装置(58)的反关联二极管(70)、所述对分式DC链路(30)的底 部电容器及所述第一底部开关装置(56)提供用于所述第一底部开关装置(56)的第四整流 路径。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，提供用于所述第一顶部开关装置08)的所述第一整流路径包括将所述第二顶部开关装置(50)切换到接通状态。
9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，提供用于所述第二底部开关装置(58)的 所述第二整流路径包括将所述第一底部开关装置(56)切换到接通状态。
10.一种用于中性点钳位式三电平转换器的脉冲发生模块(180)，所述中性点钳位式 三电平转换器包括至少两个脚，各个脚包括串联连接在第一中点G9)处的第一和第二顶 部开关装置G8，50)、串联连接在第二中点(57)处的第一和第二底部开关装置(56，58)，以 及串联连接在第三中点(5 处的第一和第二中部开关装置(52巧4)，其中，所述第一顶部 和第二底部开关装置G8，58)串联连接在DC链路(30)处，所述第一和第二中部开关装置 (52,54)连接在所述第一和第二中点(49，57)之间，并且其中，所述顶部、底部及中部开关 装置中的各个具有跨越其的反并联二极管，所述模块包括第一比较器(122)，其用以比较基准正弦波形(114)与三角波形(120)，以为所述第一 和所述第二顶部开关装置(48，50)产生开关脉冲；第二比较器(132)，其用以比较所述基准正弦波形(114)与相移三角波形(1 )，以为 所述第一和所述第二底部开关装置(56，58)产生开关脉冲；第三比较器(134)，其用以比较所述基准正弦波形(114)与零电压波形(130)，以为所 述第一和所述第二中部开关装置(52，54)产生开关脉冲。
全文摘要
本发明涉及多电平转换器操作，具体而言，提供了一种操作中性点钳位式(NPC)三电平转换器的方法。NPC转换器包括至少两个脚，各脚包括串接在第一中点处的第一和第二顶部开关。转换器还包括串接在第二中点处的第一和第二底部开关，及串接在第三中点处的第一和第二中部开关。第一顶部和第二底部开关串接在DC链路处，而第一和第二中部开关连接在第一和第二中点之间。各开关具有跨越其的反并联二极管。方法包括当第一中部开关处于接通状态且第二中部开关处于断开状态时，将第一和第二顶部开关交替地切换到接通状态。方法还包括当第一中部开关处于断开状态且第二中部开关处于接通状态时，将第一和第二底部开关交替地切换到接通状态。
文档编号H02M7/487GK102075106SQ20101056469
公开日2011年5月25日 申请日期2010年11月16日 优先权日2009年11月16日
发明者R·勒斯纳, S·施勒德, 沈捷 申请人:通用电气公司