专利名称：具有功率因数校正的通量转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于将输入侧的交流电压转换为输出侧的直流电压的通量转换器(Flusswandler)，其中设置有功率因数校正。此外，本发明还涉及一种用于使这种转换器运行的方法。
背景技术：
在常见的电网供电中使用的转换器通常具有强烈地带有谐波的输入电流或明显低于一的功率因数。对此的原因在于通过交流侧的整流器给直流侧的存储电容再充电的要求。短的、针形的电流峰值是结果。在没有附加措施的情况下，电流峰值的高度仅通过输入侧的电网、电源滤波器、整流器和存储电容的内阻来限制。对单相电网的供电、尤其是这种具有较大的转换功率(200W以及以上)的供电需要特定的构造，以便满足有效的技术规范。这些构造措施在供电方面可能有可观的成本成分。此外，由于附加的损耗功率，结构尺寸和效率受负面影响。为了减小在转换器的耗用电流中的干扰性谐振的成分，根据现有技术设置了所谓的功率因数校正(Power Factor Correction, PFC)。无源功率因数校正借助高的输入电感来实现。需要大的电感值，以便明显提高在再充电阶段期间的通导角(Stromflusswinkel)。这仅在小功率的情况下是有意义的，因为在其他情况下相对应的扼流圈过大并且过重。除了扼流圈的成本之外，还要考虑所述扼流圈的损耗功率。该方法由于与其相联系的最大输入电流的变化而不大适用于宽的输入电压范围。替换于此地，公知了一种有源功率因数校正，其中特有的转换级将所吸收的电流自动微调到(nachsteuern)正弦形变化的电网电压的时间变化过程。这种有源PFC电路通常被构造为升压式转换器并且直接被连接在整流器的下游。所述有源PFC电路将大电容器充电到在输入交流电压的峰压以上的电压。升压式转换器工作在比电网供给明显更高的频率上，由此需要明显更小的电感。形成了具有小的电流纹波系数的近似连续的通过电流(Stromfluss)，其中平均电流通过控制电路来与电网电压的瞬时值适配。相对于无源功率因数校正，尽管有源PFC电路开销更大，但是更高的效率和更好的谐波抑制是可能的。除了开销之外，不利的是这种PFC电路的由原理引起的在最大电网电压之上的输出电压，由此特别是在高电网输入电压的情况下在部件负载和绝缘电压方面会出现问题。不是升压式转换器，有源PFC电路而是可以包括降压式转换器，在所述降压式转换器上有比电网电压更小的输出电压。然而，由此降低了可能的通导角。进入到存储电容器中的能量输入仅在电网电压大于存储电容器上的电压时才能实现。此外，电流纹波系数高于在具有升压式转换器的解决方案的情况下的电流纹波系数，并且对接地侧的功率开关的控制在升压式转换器的情况下更简单。有源PFC电路具有如下缺点除了实际的转换器之外还必须设置所述有源PFC电路。这相对于没有PFC功能的转换器带来了相当大的额外开销和附加损耗。
发明内容
本发明所基于的任务是针对开头所述类型的通量转换器说明了相对于现有技术的改进。根据本发明，该任务通过一种根据权利要求I所述的转换器和一种根据权利要求10所述的用于使该转换器运行的方法来解决。本发明的改进方案在从属权利要求中予以说明。根据本发明，通量转换器包括如下变压器所述变压器具有至少两个串联布置的初级绕组和按相同方向缠绕的次级绕组，其中与第一初级绕组串联的存储电容器借助第一开关按时钟控制方式通过整流元件可被连接到交流电压上，并且其中第二初级绕组借助第二开关按时钟控制方式可被连接到存储电容器上。本发明因此基本上基于作为DC/DC转换器的正向转换器(Eintaktflusswandler)的功能原理。正向转换器的功能原理与降压式开关调节器(Abwaertsschaltregler)的功能原理相组合，然而其中并不使用附加的电感器。以这种方式说明了一种转换器，借助该转换器利用可控的功率因数校正以损耗特别少的方式将能量从输入端转移到输出端。在不添加其他转换级和没有其他大电感器的情况下实现了 PFC功能。另一优点在于，附在第一开关上和在第一初级绕组上的电压仅对应于由经过整流的输入电压和存储电容器上的电压构成的差。因此，即使输入电压高，部件的负载也保持为低。由此也可以降低防止电网瞬态的开销。通过使存储电容器上的电压与输入电压合适地适配而覆盖了非常宽的输入电压范围。存储电容器上的电压在输入电压小时被预给定为低的，而在输入电压大时被预给定为高的。因此存在不带有切换的宽范围能力，即不需要设置倍压器的宽范围能力。按照根据本发明的方法，在工作循环的第一导通阶段中在输入侧所输送的能量通过第一初级绕组被转移到次级侧并且被存储在存储电容器中，而在第二导通阶段中，电能从存储电容器通过第二初级绕组被转移到次级侧。能量从初级侧到次级侧的转移因此可替换地通过第一初级绕组或者通过第二绕组经由与次级绕组的磁性耦合来进行。在此，在通过第一初级绕组进行转移期间同时将能量存储在存储电容器中。所存储的能量通过第二初级绕组被转移到次级侧。该运行方式在同时限制在输入侧所汲取的电流的情况下产生宽的通导角。转换器的有利的改进方案设置，布置有滤波电容器单元，所述滤波电容器单元被连接到交流电压的导线上并且被设置在整流元件的下游。滤波电容器单元在此用于平滑并且被设计得小于常见的缓冲输入电容器。对于通量转换器的次级侧的扩展方案而言有利的是，输出电容器通过次级侧的整 流电路和次级侧的通量扼流圈(Flussdrossel)而被连接到次级绕组上，并且输出电容器通过次级侧的续流二极管被连接到次级侧的通量扼流圈上。有利地，次级侧的整流电路包括
整流二极管。 在有利的扩展方案中，在初级侧设置，与包括存储电容器和第一初级绕组的串联电路并联地布置有初级侧的续流二极管。第一初级绕组在此与第一开关、初级侧的续流二极管和存储电容器一起形成降压式开关调节器。为了扩宽尺寸确定范围或通导角，设置有如下可替换的实施形式具有初级侧的续流二极管的续流路径分接(anzapfen)第一初级绕组。另一替换方案在于,第一初级绕组和第一辅助绕组以磁性方式耦合，并且与同存储电容器并联的初级侧的续流二极管串联地布置第一辅助绕组。如果在两个初级绕组之间的连接被连接到存储电容器的一个端子上，该存储电容器的第二端子与参考电势相连接，并且如果包括第二初级绕组和第二开关元件的串联电路与存储电容器并联地被布置，则给出本发明的有利的实施形式。该简单的结构能够实现各个构件的简单的尺寸确定和紧凑的结构方式。在简单的进一步研发中，与第二开关元件串联地布置有第二二极管，所述第二二极管的导通方向与第二开关的并联二极管的导通方向相反。并联二极管有时受构件制约而被包含在所使用的开关中。 对于简单的调节有利的是，在存储电容器的第二端子与参考电势之间布置有第一电流测量电阻，并且在第二开关与存储电容器的第二端子之间布置有第二电流测量电阻。接着，比较器足以测量初级侧的电流。第一初级侧的电流流经存储电容器和第一电流测量电阻，或者第二初级侧的电流流经第二开关和第二电流测量电阻，而在此没有给出相互的影响。在转换器运行期间，有利地设置的是，在导通阶段期间，开始时接通第一开关和关断第二开关，并且紧接着接通第二开关和关断第一开关，而且第二开关长时间地保持接通，直至通过第二开关的电流达到预给定的阈值。对所转移的能量的控制因此通过初级侧的电流来进行，其中所述初级侧的电流的阈值通过次级侧的电压调节来预给定。在此此外还有利的是，第一开关的接通持续时间与第二开关的接通持续时间之比以如下方式被调节存储电容器上的电压平均保持恒定。存储电容器中的电压平衡因此与次级侧的电压调节和初级侧的电流的关断控制无关地被调节。较缓慢的第二调节回路的调节量形成第一开关的接通持续时间。
随后参照所附的附图以示例性的方式阐述了本发明。示意性地
图I示出了根据现有技术的带有输入电感器的转换电路，
图2a示出了根据现有技术的构造为升压式转换器的有源PFC电路，
图2b示出了根据现有技术的构造为降压式转换器的有源PFC电路，
图3示出了根据本发明的转换器的实施例，
图4示出了具有开关的开关工作状态的电流图，
图5示出了输入电流和输入电压的变化曲线，
图6a示出了带有第一初级绕组的分接头的初级侧的续流路径，
图6b示出了带有耦合到第一初级绕组上的辅助绕组的初级侧的续流路径，
图7示出了根据图3的带有构造为MOS-FET的开关的实施例。
具体实施方式
图1-3示出了公知的PFC电路，所述PFC电路将输入交流电压转换成中间回路的直流电压。在无源电路(图I)的情况下，在整流器単元之前布置有足够大的电感器し通导角以这种方式相对于原始电流变化曲线I/而被提高，但是其中发生要考虑的相移。有源电路(图2a和2b)包 括时钟控制的开关S，借助所述时钟控制的开关S除了可影响通导角之外也可以影响电流In的相位。在图3中所示的转换器包括输入侧的整流桥，所述输入侧的整流桥被连接到交流电压Un上并且将交流电流In转换成经过整流的电流IN’。在整流桥的下游连接有滤波电容器CF，该滤波电容器Cf被确定尺寸为相对于交流电压Un的频率为小的。滤波电容器Cf也可以有利地被布置在整流桥之前，由此排除了由于来自转换器的能量回流引起的充电。此外，该转换器还包括具有两个初级绕组Lpl、Lp2和次级绕组Lsek的变压器。第一初级绕组LpI的始端通过第一开关SI被连接到整流桥的输出端上。在第一开关SI闭合吋，第一初级电流IpI流经第一初级绕组LpI。第一初级绕组LpI的末端与第二初级绕组Lp2的始端相连接，其中在初级绕组LP1、LP2之间的连接点被连接到存储电容器Csp的端子上。存储电容器Csp的第二端子被连接到初级侧的參考电势上。第二初级绕组Lp2的末端通过第二开关S2同样被连接到參考电势，使得包括第二初级绕组Lp2和第二开关S2的串联电路与存储电容器Csp并联连接。在第二开关S2闭合时，第二初级电流Ip2流经第二初级绕组Lp2。此外，设置有初级侧的续流ニ极管D1，该初级侧的续流ニ极管Dl与包括第一初级绕组LpI和存储电容器Csp的串联电路并联地被布置。通过变压器的芯存在在初级绕组LpI、Lp2与次级绕组Lsek之间的耦合。在次级绕组Lsek中感生的电压产生次级侧的电流Isek,该次级侧的电流Isek通过整流ニ极管DsI和通量扼流圈Lf给次级侧的输出电容器Csd5充电。输出电压Usek附在该输出电容器Csd5上。在关断阶段期间，通量扼流圈Lf通过次级侧的续流ニ极管Ds2继续驱动次级侧的电流。转换器以如下方式产生输入侧的电流In的变化过程仅在交流电压队过零的区域中短时没有电流In流动。其间，电流In升高，其中在最高电压Un的区域中，电流In减小，使得电流变化过程整体是平坦的。来自在输入侧所连接的电网的耗用电流因此并不以电网同步的正弦函数形式来进行，但是避免了电流峰值并且极大地扩宽了通导角，使得电流谐波保持在所要求的边界值之下。在图4中所示的电流变化曲线由转换器的调节而得到。次级侧的电压调节预给定了初级侧的电流IpI或Ip2的阈值IPS()11。在导通阶段开始时，第一开关SI接通。通过第一初级绕组LpI的第一初级电流IpI升高，直至第一开关SI在借助第二调节回路预给定的接通持续时间TwI之后又被关断。第二调节回路在此确定了存储电容器Csp的电压水平并且将该电压水平平均保持恒定。与关断第一开关SI同时地将第二开关S2接通。在此有利的是，在接通状态之间与其设置时间间隙，不如设置微小的重叠。在第二开关S2的接通持续时间Tw2期间，第二初级电流Ip2流经第二初级绕组Lp2并且升高，直至达到预给定的阈值Ip S0llo接着，导通阶段通过第二开关S2的关断而结束。
在次级侧，在导通阶段期间，由于变压器的磁性耦合，第一次级侧电流IsI流经次级绕组。在此，变压器通过初级侧的电流的部分而被磁化，由此在导通阶段期间在初级侧的电流IpI或Ip2与除以变压器的变压比的次级侧的电流IsI之间得到差。变压比在此是初级绕组LpI或Lp2与次级绕组Lsek之比在这两个开关SI、S2关断的关断持续时间Ttw期间，通过变压器未转移能量。变压器在此被去磁。去磁的持续时间Te短于关断持续时间Ttw,这通过相对应地确定绕组比的大小或附加的去磁绕组来保证。次级侧的通量扼流圈Lf在关断持续时间Ttw期间继续驱动次级侧的电流IS6k，其中该次级侧的电流Isdt线性降低，直至第一开关SI又接通。图5示出了在稳定的负载点中的经过整流的输入电压UN’和电流IN’的变化曲线。示出了如下可能的时间区间在这些时间区间中从存储电容器Csp汲取能量W或者给存储电容器Csp输送能量W。在稳定的负载点中，在适当设置第一开关SI的最大接通持续时间TwI的情况下，在存储电容器Csp中得到均衡的能量平衡。在输入侧的电压UN’小于存储电容器Csp上的电压Usp与同变压器的变压比N相乘的次级侧的电压Usek之和的那些阶段中，整体上从该存储电容器Csp汲取能量。如果输入侧的电压UN’大于存储电容器Csp上的电压Usp与同变压器的变压比N相乘的次级侧的电压Usek之和，则首先既从在输入侧所连接的电网吸收能量又从存储电容器Csp吸收能量。在图4中示出了相对应的电流变化曲线。在输入侧的电压UN’进一步升高时，完全从电网吸收能量，其中由次级侧的电压调节预给定的电流阈值Ip soll已经在第一开关的接通持续时间TqnI之内达到。所期望的在存储电容器Csp上的电压Usp的预给定按照策略观察角度来进行。准则在此是第一开关SI上的电压的减小、利用所存储的能量来跨接电网故障、通导角的优化、在接通时的受控的上电(Hochfahren)、无电压开关的开关条件的优化等等。在图6a和6b中示出了初级侧的续流的有利的实施方案。例如，第一初级绕组LpI分开地被实施(图6a)，而具有初级侧的续流二极管Dl的续流路径被连接到分界点上，也就是说，第一初级绕组LpI借助续流被分接。替换于此地，在续流中，辅助绕组Lh被布置为附加的去磁绕组(图6b)。辅助绕组Lh与第一初级绕组LpI磁性耦合，并且在此具有相同的缠绕方向。这些措施的目的是扩宽尺寸确定范围或通导角。在图7中示出了根据图3的转换器的实际实施方案。就构造为MOS-FET的开关SI、S2而言，必须特别顾忌其受制于工艺的并联二极管。尤其是，这需要与第二开关S2串联，以便在上电时防止第二初级绕组Lp2的短路。在上电时，存储电容器电压Usp还近似为零或者相对于在输入侧的电压UN’与存储电容器电压Usp之间的电压差是非常小的。因而，布置有第二二极管D2，所述第二二极管D2的阴极与第二开关S2中的并联二极管的阴极相连接。具有初级侧的续流二极管Dl的初级侧的续流路径分接第一初级绕组LpI。为了简单地设计初级电流IpI或Ip2的调节，设置电流测量电阻Rsl、Rs2的装置，在电流测量电阻Rsl、Rs2上降落有测量电压Ushunt。由此，可以利用仅仅一个比较器在没有彼此影响的情况下检测初级侧的电流，该初级侧的电流或者作为第一初级电流IpI流经电容器Csp和第一电流测量电阻RsI或者作为第二初级电流Ip2流经第二开关S2和第二电流测量电阻民2。在有利地确定电流测量电阻RS1、RS2的尺寸的情况下也可以补偿两个初级绕■ LP1、LP2的不同的匝数。输入侧的滤波电容器Cf在其大小上被计量为使得在转换器的持续时间为大约3-20 μ S的开关周期期间，电容器Cf上的电压没有降低大于预给定的电压值(例如10V)。因此，电容为数微法的小滤波电容器Cf足以为转换器提供具有足够的刚度的输入侧的电压U；。与在输入侧的整流元件之前的被优化到开关频率上的电网滤波器一起，由此也满足了对高频电网干扰进行滤波的要求。图7中所示的转换器的次级侧对应于图3中的图示。
所示出的转换器实施方案绝不是限制性的，并且仅是根据本发明的转换器的可能的特定实施形式。
权利要求
1.一种用于将输入侧的交流电压(Un)转换为输出侧的直流电压(Usdt)的通量转换器，其中设置有功率因数校正，其特征在于，通量转换器包括具有至少两个串联布置的初级绕组(1^1、Lp2)和按相同方向缠绕的次级绕组(Lsdt)的变压器，与第一初级绕组(LpI)串联的存储电容器(Csp)借助第一开关(SI)按时钟控制方式通过整流元件能够被连接到交流电压(Un)上，并且第二初级绕组(Lp2)借助第二开关(S2)按时钟控制方式能够被连接到存储电容器(Csp)上。
2.根据权利要求I所述的通量转换器，其特征在于，布置有滤波电容器单元(Cf)，所述滤波电容器单元(Cf)被连接到交流电压(Un)的导线上并且被设置在整流元件的下游。
3.根据权利要求I或2所述的通量转换器，其特征在于，输出电容器(Csdt)通过次级侧的整流电路(DsI)和次级侧的通量扼流圈(Lf)被连接到次级绕组(Lsek)上，并且输出电容器(Csek)通过次级侧的续流二极管(Ds2)被连接到次级侧的通量扼流圈(Lf)上。
4.根据权利要求I至3之一所述的通量转换器，其特征在于，与包括存储电容器(Csp)和第一初级绕组(LpI)的串联电路并联地布置有初级侧的续流二极管(D1)。
5.根据权利要求I至3之一所述的通量转换器，其特征在于，设置有具有初级侧的续流二极管(Dl)的续流路径，该续流路径分接第一初级绕组(LpI)。
6.根据权利要求I至3之一所述的通量转换器，其特征在于，第一初级绕组(LpI)和第一辅助绕组(Lh)磁性耦合，并且第一辅助绕组(Lh)与同存储电容器(Csp)并联的初级侧的续流二极管(Dl)串联地被布置。
7.根据权利要求I至6之一所述的通量转换器，其特征在于，在两个初级绕组(Lpl，Lp2)之间的连接被连接到存储电容器(Csp)的一个端子上，该存储电容器(Csp)的第二端子与参考电势相连接，包括第二初级绕组(Lp2)和第二开关元件(S2)的串联电路与存储电容器(Csp)并联地被布置。
8.根据权利要求7所述的通量转换器，其特征在于，与第二开关元件(S2)串联地布置有第二二极管(D2)，所述第二二极管(D2)的导通方向与第二开关(S2)的并联二极管的导通方向相反。
9.根据权利要求7或8所述的通量转换器，其特征在于，在存储电容器(Csp)的第二端子与参考电势之间布置有第一电流测量电阻(Rsl)，并且在第二开关(S2)与存储电容器(Csp)的第二端子之间布置有第二电流测量电阻(Rsl)。
10.一种用于使根据权利要求I至9之一所述的通量转换器运行的方法，其特征在于，在工作循环的第一导通阶段中，在输入侧所输送的能量通过第一初级绕组(1^1)被转移到次级侧并且被存储在存储电容器(Csp)中，并且在第二导通阶段中，电能从存储电容器(Csp)通过第二初级绕组(Lp2)被转移到次级侧。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，在导通阶段期间，在开始时接通第一开关(SI)和关断第二开关(S2)，并且紧接着接通第二开关(S2)和关断第一开关(SI)，而且第二开关(S2)长时间地保持接通，直至通过第二开关(S2)的电流(Ip2)达到预给定的阈值(Ipsoil )。
12.根据权利要求10或11所述的方法，其特征在于，第一开关(SI)和第二开关(S2)的接通持续时间(1 1，1*2)之比以如下方式被调节存储电容器(Csp)上的电压平均保持恒定。
全文摘要
本发明涉及一种用于将输入侧的交流电压(UN)转换为输出侧的直流电压(Usek)的通量转换器，其中设置有功率因数校正，其中通量转换器包括变压器，该变压器具有至少两个串联布置的初级绕组(Lp1、LP2)和按相同方向缠绕的次级绕组(Lsek)，其中与第一初级绕组(Lp1)串联的存储电容器(CSp)借助第一开关(S1)按时钟控制方式通过整流元件可被连接到交流电压(UN)上，并且其中第二初级绕组(LP2)借助第二开关(S2)按时钟控制方式可被连接到存储电容器(CSp)上。
文档编号H02M3/335GK102630368SQ201080054598
公开日2012年8月8日 申请日期2010年11月22日 优先权日2009年12月2日
发明者C.奥格斯基 申请人:西门子公司