专利名称：实现输出端电压恒定的功率变换器及方法
技术领域：
本发明涉及电源变换领域，尤其涉及一种实现输出端电压恒定的功率变换器，还涉及一种实现输出端电压恒定的方法。
背景技术：
多年来，各种用于恒流恒压反激式电源的控制IC(集成电路)已经得到发展和应用，其应用包括离线式AC/DC(交流/直流)电源适配器、充电器和移动设备的备用电源。图1为一种现有的典型的通过变压器11次级来控制的恒流输出反激式变换器10 的电路图。变压器11包含三个绕组初级绕组Lp，次级绕组Ls和辅助绕组La。反激式变换器10包含一个作为初级开关的外接MOSFET (金属氧化物半导体场效应晶体管)12，一个表示变压器11铜线绕组其阻抗损耗的次级电阻13，第一个电流感应电阻14，次级整流管15， 输出电容16，光耦17，第二个电流感应电阻18，偏置电阻19，电流限制三极管20以及采用传统的峰值电流模式脉冲宽度调制(PWM)的控制IC21。控制IC 21起动的初始能量由电阻 22和电容23提供。当反激式变换器10稳定后，变压器11的辅助绕组La通过整流器M为控制IC 21提供能量。第二个电流感应电阻18和三极管20控制输出电流。三极管20调节第二个电流感应电阻18其两端电压为预设的基极发射极电压(VBE)。因此反激式变换器 10的输出电流等于VBE除以第二个电流感应电阻18其电阻值。反激式变换器10的缺点之一是基极发射极电压VBE和输出电流都随温度而变化。而且，VBE会导致重大的功率损耗。 另外，为了安全所要用到的光耦17会增加总的材料成本，从而导致反激式变换器10的成本
曰虫印贝。图2A为现有的第二种典型的通过变压器11初级来控制的恒流输出反激式变换器 25的电路图。它与图1中的现有技术相比，反激式变换器25不包含反激式变换器10中的光耦和变压器次级电流感应元件。但是反激式变换器25具有输出电流不准确性，其原因为(a)变压器初级电感的变化，和(b)流过初级电感Lp实际的峰值电流与通过电流感应电阻14感应到的峰值电流有微小的差别。变压器11其初级电感值的变化会导致反激式变换器25的输出电流随之变化。初级电感Lp的峰值电流与感应电阻14上的压降Vcs感应到的峰值电流有微小的差别，其原因为控制IC 21其电流感应比较器的信号传输具有延迟，并且关闭外接MOSFET 12也具有延迟。图2B为图2A中的反激式变换器25峰值电流的检测误差的示意图。图2B中栅极 (GATE)波形为图2A中作为主开关的MOSFET 12的栅极开/关驱动电压的波形图。在Tl 时间，GATE变为高，MOSFET 12导通。初级电感电流Ι Ρ以dl/dt = Vp/Lp的斜率线性的斜坡上升，其中Vp为初级电感两端的电压，Lp为初级电感的电感值。因此感应电阻上的压降 Vcs也会按比例的斜坡上升。当感应电压信号Vcs在T2时间达到Vref (参考电压)时，初级峰值电流Ip即Vref/Rcs，其中Rcs为电流感应电阻14的阻值。但由于控制IC 21的电流限制比较器的信号传输延迟和PWM控制逻辑和驱动的延迟，GATE直到T3时间才变为低从而关断。(T3-T2)就是GATE关断的延迟时间。
MOSFET 12的漏极电压在开关关断的T3时间会突然变高，但初级电感电流‘会继续升高直到jM时间，此时MSOFET 12的漏极电压升高到VIN，初级电感Lp上的电压极性反转。结果，初级电感的最终峰值电流是Ipf而不是Ip。不幸的是，初级电感最终的峰值电流Ipf会变化，因为(T3-T2)和(T4-T3)会随温度的变化、输入电压的不同、IC工艺变化、 外部器件的偏差和PCB板布局的差异而变化。所有的这些变化将产生误差，从而导致反激式变换器25其输出电流不精确。综上所述，要寻求一种通过初级来控制并且成本低的用于校准反激式变换器输出电流的方法。这种方法通过减少使用IC和外部元件的数目来消除如上所述现有技术的缺陷。这种方法不需要次级电路和光耦。此外，反激式变换器的输出电流尽可能最大的不受温度的变化、输入电压的不同、IC工艺的变化、外部元件的偏差和PCB布局的差异等的影响。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种实现输出端电压恒定的方法，它可以通过补偿线电阻维持功率变换器的输出端电压恒定，它进而可以提高反激式变换器的输出电流的精确度。另外，本发明还实现输出端电压恒定的功率变换器。为了解决以上技术问题，本发明提供了如下技术方案一种方法，包括(a)接收反映功率变换器的输出电压的反馈信号，其中，所述反馈信号为电压信号，并所述功率变换器具有一个带有插头的充电线，所述充电线具有一定的电阻，而充电线的插头的电压称为插头电压；(b)产生一个线修正信号，且所述线修正信号为电压信号；(c)将反馈信号的电压减去线修正信号的电压而产生修正的反馈信号，所述修正的反馈信号为电压信号；(d)将参考电压与修正的反馈信号的电压相比较；(e)使用步骤(d)中的比较结果调整输出电压，以补偿由于充电线具有电阻而引起的插头电压的降低，并通过一个电感开关控制信号控制流经电感的电感电流，且所述电感开关控制信号具有一定的脉冲宽度；以及(f)调节所述脉冲宽度，以维持插头电压为恒定值，且步骤(c)中的产生操作、步骤⑷中的比较操作、步骤(e)中的调整操作以及步骤(f)中的调整操作是由封装在集成电路组件中的集成电路实现的。更进一步地，该功率变换器输出一个输出电流，并以恒定输出电流模式工作，且在恒定输出电流模式下，输出电流不随输出电压的变化而变化，而是保持恒定。功率变换器为开关变换器。该插头连接到一个手机。该反馈信号是由一个电阻分割器产生的。该功率变换器具有电感开关和电感，当电感开关导通时，电感电流斜坡上升到峰值电流，电感开关由电感开关控制信号控制，该方法进一步包括(g)通过调节该电感开关控制信号的脉冲宽度，控制流过该电感的峰值电流。本发明还提供一种方法包括(a)接收反映功率变换器的输出电压的反馈信号， 其中，所述反馈信号为电压信号，并所述功率变换器具有一个带有插头的充电线，所述充电线具有一定的电阻，而充电线的插头的电压称为插头电压；(b)产生一个线修正信号，且所述线修正信号为电压信号；(c)通过将参考电压与线修正信号的电压相加而产生修正的参考电压；(d)将修正的参考电压与反馈信号的电压相比较；以及(e)使用步骤⑷中的比较结果调整输出电压，以补偿由于充电线具有电阻而引起的插头端电压的降低，并通过一个电感开关控制信号控制流经电感的电感电流，且所述电感开关控制信号具有一定的脉冲宽度；以及(f)调节所述脉冲宽度，以维持插头电压为恒定值，且步骤(C)中的产生操作、步骤 (d)中的比较操作、步骤(e)中的调整操作以及步骤(f)中的调整操作是由封装在集成电路组件中的集成电路实现的。更进一步地，该功率变换器输出一个输出电流，并以恒定输出电流模式工作，且在恒定输出电流模式下，输出电流不随输出电压的变化而变化，而是保持恒定。该功率变换器为开关变换器。该插头连接到一个手机。该反馈信号是由一个电阻分割器产生的。该功率变换器具有电感开关和电感，当电感开关导通时，电感电流斜坡上升到峰值电流，电感开关由电感开关控制信号控制，该方法进一步包括(g)通过调节该电感开关控制信号的脉冲宽度，控制流过该电感的峰值电流。该集成电路包括一个具有电流镜的线修正电路，且该线修正电路产生该线修正信号。本发明还提供一种功率变换器，包括一个电感，所述功率变换器为开关变换器， 且输出一个输出电压；一个电阻分割器，所述电阻分割器与所述电感耦合，并所述电阻分割器用于分割所述输出电压以产生反馈信号；一个充电线，所述充电线具有插头，且所述充电线具有一定的电阻，而充电线的插头的电压称为插头电压；以及一个集成电路控制器，所述集成电路控制器封装在集成电路组件中，所述集成电路控制器接收反馈信号并产生线修正信号，且通过调整所述输出电压，来补偿由于充电线具有电阻而引起的插头电压的下降。更进一步地，该功率变换器输出一个输出电流，并以恒定输出电流模式工作，且在恒定输出电流模式下，输出电流不随输出电压的变化而变化，而是保持恒定。该集成电路控制器通过将线修正信号的电压与参考电压相加而产生修正的参考电压，且将修正的参考电压与反馈信号的电压相比较，并使用修正的参考电压与反馈信号的电压的比较结果来调整输出电压。该功率变换器输出一个输出电流，且该线修正信号是由输出电流的大小决定的。 该集成电路控制器是通过从反馈信号的电压减去线修正信号的电压而产生修正的反馈信号，且将参考电压与修正的反馈信号的电压相比较，并使用参考电压与修正的反馈信号的电压的比较结果来调整输出电压。该功率变换器输出一个输出电流，且该线修正信号是由输出电流的大小决定的。该集成电路控制器包括一个具有电流镜的线修正电路，且该线修正电路产生该线修正信号。由于本发明通过线补偿电路补偿由于充电线具有电阻而引起的充电线末端插头处的输出电压的下降，维持了功率变换器的输出端电压恒定。当流过初级绕组的电流斜坡上升时，磁场产生，将能量传递给辅助绕组，并在辅助绕组两端产生反馈电压。在一种实现电路中，从辅助绕组得到的反馈信号与线修正信号的电压相减。然后前置放大器将参考电压与修正的反馈电压相比较。在另一种实现电路中，线修正信号的电压与参考电压相加，然后前置放大器将反馈电压与修正的参考电压相比较。前置放大器正反输入端的电压差用于增加反激式变换器在插头处的输出电压，从而补偿充电线引起的电压降。
下面结合附图和具体实施方式
对本发明作进一步详细说明。图1为现有的一个通过次级来控制的传统的恒流输出的反激式变换器的简单电路图；图示2A为现有的另一个通过初级来控制的恒流输出的反激式变换器的简单电路图；图2B为图2A中恒流输出反激式变换器峰值电流检测误差的波形图；图3为含有本发明中的比较电路和控制环路的反激式变换器的简单电路图；图4为本发明控制反激式变换器电感峰值电流方法的流程图；图5为本发明通过初级来控制的恒定电流和电压输出的反激式变换器的简单电路图，其包含一个脉宽调制控制集成电路；图6为图5中脉宽调制控制集成电路的更详细的电路图，其包含一个振荡器和一个自适应电流限制器；图7为图6中振荡器更详细的电路图；图8为不连续工作模式下(DCM)的辅助绕组电压、初级开关电流和次级整流器电流的理想波形图；图9为图6中振荡器的理想时序波形图；图10为图6中自适应电流限制器的工作和时序波形图；图11为图6中自适应电流限制器更详细的电路图；图12为可替代图6中控制集成电路的另一种更详细的电路图；图13为图12中控制集成电路与一个外接MOSFET和电流感应电阻连接使用的电路图；图14为图3中反激式变换器其控制集成电路用封装图来表示的电路图；图15为图5中脉宽调制集成电路的电路图，其中包括另一种线修正电路。
具体实施例方式如没有特别声明，在以下本实施例中，电感开关是指主功率开关管44，开关管脚是指SW端或SW管脚(也就是附图中的99)。本发明为了表述和行文方便，对同一技术特征采用了不同技术术语，但其实质含义或代表的或指向的对象一样，比如所称的初级电感(是指初级绕组或初级线圈上的电感)、初级绕组、初级线圈均为附图中的39 ；又比如次级电感 (是指次级绕组或次级线圈上的电感)、次级绕组、次级线圈也是一样，均为附图中40 ；还有辅助级电感(是指辅助绕组、辅助级绕组或辅助级线圈上的电感)、辅助绕组、辅助级绕组、辅助级线圈也是一样，均为附图中的41 ；还有有些概念上有所不同，但为上下位概念或等同概念或实质相同概念，比如反激转换器、电源转换器就是下文中的反激式变换器；调制器、调整器、变压器均是指附图中的72。图3为本发明用一个比较电路和一个控制环路来调节电感电流的反激式变换器 30。图4为图3中反激式变换器30工作方法的流程图，其包括步骤31到35。此方法通过调节反激式变换器30电感的峰值电流来控制输出的电流。反激式变换器包含一个变压器 36，一个外接NPN三极管37和一个控制器集成电路(简称“控制IC”)38。变压器36包括一个初级绕组(又称为“初级电感”)39，一个次级绕组40和一个辅助绕组41。控制IC 38 包括一个振荡器42，一个自适应电流限制器43，一个内部的主功率开关管44，脉宽调制逻辑控制电路(简称“PWM逻辑电路”)45和一个栅极驱动电路46。自适应电流限制器43包括一个比较电路47，一个控制环路48和一个脉冲宽度发生器(简称“脉宽发生器”)49。当主功率开关管44导通时，电感电流50开始流过初级电感39。由于流过初级电感39的电感电流50斜坡上升，产生了一个电磁场，并在主功率开关管44关断时把能量传输到次级绕组40。传输到次级绕组40的能量就以输出电流(Iqut)的形式输出。在某些应用中，希望反激式变换器30能提供恒定的输出电流(Iqut)。输出电流(Iqut)至少与三个因素有关⑴电感电流50的峰值，(ii)初级电感39的电感值(U和(iii)主功率开关管44 导通从而流过初级电感39的电流斜坡上升的频率(fQSC)。就初级电感39的电感值(Lp)而言，由于变压器36制作工艺的变化导致它的电感值偏离其标称的额定值，因此个别的反激式变换器的输出电流(Iout)会产生变化。例如，电感绕组导线的直径不相同，或者缠绕的方式不一致都会导致个别初级电感的实际电感值变化。另外，信号传输的延迟以及应用主功率开关管44来控制电感电流从而产生的寄生效应会导致流过初级电感39的峰值电流(Ip) 变化。并且传输延迟与工艺，温度和电压有关。图4描述了调节流过初级电感39的峰值电流(Ip)的一种方法，尽管信号传输延迟和寄生效应与工艺，温度和电压的变化有关，但是此办法仍可维持反激式变换器30的输出电流恒定。此外，还可以通过调节峰值电流(Ip)来补偿由于工艺变化而引起的初级电感39 电感值(Lp)的不一致性。而且，描述了通过调节振荡频率(fas。)来补偿电感值(Lp)不一致性的一种方法，主功率开关管44以此振荡频率(fQse)导通，使流过初级电感39的电感电流 50斜坡上升。因此，通过调整电感峰值电流(Ip)和开关频率(fosc)或只调整其一都可以维持输出的电流(Iout)为恒定的值。第一步(步骤31)，自适应电流限制器43接收反馈信号51，此信号反映流过初级电感39的电流停止增长的时间。自适应电流限制器43中的比较电路47和控制环路48都接收振荡器42输出的反馈信号51。流过初级电感39的电感电流50在第一次停止上升的时间停止斜坡上升。振荡器42使用辅助反馈信号52产生反馈信号51和开关频率信号53。 辅助反馈信号52通过辅助绕组41端电压产生。当流过初级电感39的电流斜坡上升时，磁场产生，将能量传递给辅助绕组41并在辅助绕组41端产生电压。第二步(步骤3 ，比较电路47接收开关信号M，此信号反映流过初级电感39的电感电流50斜坡上升的速率。开关信号讨通过控制IC 38的开关端(SW)从外接的NPN三极管发射极得到。初级电感39中斜坡上升的电感电流50流过NPN三极管37和控制IC 38 的开关端(SW)。虽然在图3中，开关信号M由流过主功率开关管44的NPN三极管发射极电流得到，但是可以使用其它的实现方法来产生开关信号M，例如通过在主功率开关管44 的源端连接感应电阻或在与主功率开关管44并联的感应MOSFET的源端连接电阻来产生。第三步(步骤33)，比较电路47产生计时信号55，此信号反映目标时间，此时间为电感电流50以某速率斜坡上升达到预先设定的限制电流的时间。第四步(步骤34)，控制IC 38产生电感开关控制信号56，此信号具有一定的脉宽。电感开关控制信号56控制电感电流50流过的主功率开关管44的栅极。栅极驱动电路46使用“N-charmel on”信号(“N沟道导通”信号，以下简称为“Nchon信号”)57产生电感开关控制信号56。PWM逻辑电路45使用振荡器42输出的开关频率信号53和脉宽发生器49输出的脉冲宽度信号(以下简称“脉宽信号”)58产生Nchon信号57。开关频率信号53为电感开关控制信号56其产生的脉冲提供频率，而脉宽信号58提供电感开关控制信号56的脉冲持续时间。脉宽发生器49使用控制环路48产生的时间误差信号59产生脉宽信号58。
第五步(步骤3 ，自适应电流限制器43控制电感开关控制信号56的脉宽，使得第一次停止上升的时间(流过初级电感39的电感电流50停止增长的时间)和目标时间 (电感电流50达到预先设定的限制电流的时间)同时发生。在具体实现电路中，自适应电流限制器43控制电感开关控制信号56的脉冲宽度，但是在另一种实现电路中，自适应电流限制器43控制脉宽信号58的脉宽或Nchon信号57。通过控制脉宽信号58，Nchon信号57 和电感开关控制信号56三者中任意一个信号的脉冲宽度，第一次停止上升的时间和目标时间可被调整到同时发生。通过自适应的控制脉冲宽度，电感的峰值电流(Ip)将被调整， 从而维持反激式变换器30的输出电流(Iout)恒定。图5为图3中反激式变换器30高一级的框图。反激式变换器30是精确的但是低成本的功率电源变换器，其通过初级控制，并且输出电流经过调整。如图5所示，反激式变换器30不包含现有技术中所包含的次级控制电路和光耦。反激式变换器30使用唯一的来自次级的反馈来控制输出电流和电压，此反馈来自辅助绕组41和次级绕组40的磁场耦合。 除了节省成本，由于不包含次级控制电路和光耦，外围的元件数得以减少，从而增加反激式变换器30的稳定性。有两个影响反激式变换器30输出电流精度的因素(a)变压器36其初级电感39 的电感值的变化，和(b)初级电感39其峰值电流(Ip)检测的不精确性。初级电感39其实际的电感值(Lp) —般会变化士20%。初级电感39的峰值电流(Ip) —般并不能精确检测， 因为控制IC38中的电流感应比较器，PWM逻辑电路和栅极驱动电路具有传输信号延迟，初级功率开关关断具有延迟和作为初级功率开关的MOSFET的漏极的寄生效应或作为初级功率开关的NPN三极管集电极的寄生效应。此外，峰值电流其检测精度随着温度，电压，IC工艺，PCB布线和与外围元件值相关的寄生源的变化而降低。反激式变换器30通过使主功率开关管44的工作频率(&。)的变化与电感值(U的变化成反比来补偿初级电感的实际值与其标称的额定值的偏差。反激式变换器30使用自适应电流限制器43和控制环路48探测和控制初级电感39的峰值电流来补偿信号传输延迟和寄生效应，使峰值电流探测变得简单。此外，反激式变换器30为降低成本，使用初级控制的发射极开关结构。图5中的反激式变换器30通过两种工作模式输出恒定的电流和电压，分别为恒定 (峰值)电流模式和恒定电压模式。变压器36其初级绕组39具有Np匝数，次级绕组40具有Ns匝数，辅助绕组41具有Na匝数。在图5中的次级电阻60代表变压器36其铜线绕组的阻性损耗。反激式变换器30具有次级整流器61，输出电容62和控制IC 38。控制IC 38 为峰值电流模式脉宽调制控制器。控制IC 38启动的初始能量由电阻63和电容64提供。 当反激式变换器30稳定后，变压器36其辅助绕组41通过整流器65为控制IC 38提供能量。变压器36初级的控制IC 38的反馈端FB其打线焊盘66接收反映次级绕组40输出电压(Vom)的信号。辅助绕组41的端电压(Vaux)67经过电阻分压网络得到反馈端FB其打线焊盘66端的辅助反馈信号52，此电阻分压网络包括第一个反馈电阻(RFB1)68和第二个反馈电阻(RFB2)69。辅助反馈信号52也用于计算初级电感的导通时间和实际的斜坡上升时间。图5中的反激式变换器的具体实现电路中包含外接的功率控制元件例如NPN三极管37，其应用在需要较高的输出功率或较高的开关频率的情况。NPN三极管37的基极耦合到一个二极管70和一个电阻71。在低功率应用中反激式变换器30的具体实现电路中并不包含外接的三极管，MOSFET功率开关管或电流感应电路，这些都集成在控制IC 38中。图5中，NPN三极管37与采用发射极开关结构的控制IC 38协同工作。外接的NPN 三极管37作为初级绕组39的开关。在这种结构中，控制IC 38中集成的电路驱动外接NPN 三极管37的发射极。在其它的实现电路中，为了进一步增加功率控制能力和开关频率，使用外接的MOSFET替代NPN三极管37作为主开关。通常，三极管的频率特性受到基极充电 /放电时间的限制，其高功率特性受到基极驱动电阻的限制。因此，NPN三极管37对于不需要非常高的功率和开关频率的应用非常适合。现有的技术中，采用感应电阻来检测初级电感峰值电流，此方法不切合实际，因为流过感应电阻的电流等于NPN发射结的电流，此电流由流过集电极的实际的电感电流和 NPN三极管37的基极电流组成。尽管使用三极管增加了复杂程度，并且三极管由于其自身特点具有电流增益(Beta)和饱和等效应，此效应会产生额外的误差项，但在应用中仍想使用NPN三极管替代M0SFET，这是因为三极管的成本远远低于高压M0SFET。电流增益和饱和等效应难于控制，并随着工艺，温度，电压和外围元件值的变化而有相当大的变化。图6为控制IC 38详细的电路图。控制IC 38包含自适应电流限制器43，其用于补偿探测初级电感39峰值电流(Ip)时产生的控制误差。在不影响性能的基础上，自适应电流限制器43为纠正峰值电流探测具有的误差提供低成本解决方案。尽管系统中具有各方面的变化，但是自适应电流限制器43使得初级电感39的峰值电流(Ip)恒定。控制环路48调节内部功率MOSFET 44的关断时间，使初级电感39其电流总的斜坡上升时间(Tkamp)精确的对应于初级电感电流斜坡上升到预先设定的峰值限制电流(Ium)的时间。总的斜坡上升时间(Teamp)包括(a)内部集成的主功率开关管44的导通时间，(b)NPN三极管37的基极放电时间，和(C)NPN三极管37集电极电压上升时间。总的斜坡上升时间被调整为流过初级绕组39的电流斜坡上升到所限制的峰值电流的一半所需时间的两倍。在此例中使用2 1的比例，但是在其它的实现电路中可以使用其它的比例。在许多实际的应用中，考虑到精度性和具体的实现方法(例如器件布局的匹配)，2 1 的比例其效果很好。其它合适的比例，例如3 1可以在需要特殊应用的场合中使用。控制环路48自动地促使初级电感39其实际的电流斜坡上升时间等于参考时间。虽然系统的不一致性会使电感的峰值电流不同，但是有很多其他的应用并不需要维持非常恒定的电感峰值电流。AC/DC电源转换器和适配器中，不需要维持非常恒定的电感峰值电流的一种应用是通过限制输出电流或输出功率来保护其不进入误状态。这种应用并不需要像AC/DC离线充电器一样将输出电流调整的非常精确。内部集成的调制器72为控制IC 38提供电源电压和参考电压VKEF。在具体实现电路中，当电路启动时会通过电阻63和电容64产生15伏的电压VDD，电路启动后辅助绕组41 和整流器65会维持电压VDD，此电压输入调制器72，然后输出5伏电源电压为自适应电流限制器43供电。欠压锁定电路73监控为控制IC 38供电的电压Vdd当电压Vdd超过欠压锁定电路73开启阈值电压时，控制IC 38正常工作。此例中，欠压锁定电路73开启阈值电压为 19伏，欠压锁定电路73关断阈值电压为8伏。如果电压Vdd降低到欠压锁定电路73关断阈值电压，控制IC 38将停止工作。变压器36其次级绕组40的输出电压的反映信号，通过辅助绕组41和反馈端FB其打线焊盘66，反馈到控制IC 38。辅助反馈信号52与调制器72产生的参考电压Vkef相比较，输出误差信号，此误差信号通过前置放大器74放大，经取样器 75取样，反馈到PWM误差放大器76，此放大器对误差信号进一步放大，输出经过两次放大的输出信号77。电阻78，电容79和80组成PWM误差放大器76的内部补偿网络。PWM误差放大器76的输出信号77输入到误差比较器81，此误差比较器81作为反激式变换器30恒压模式的脉宽调制比较器。除了前置放大器74，辅助反馈信号52通过反馈端FB其打线焊盘66输入到振荡器 42和频率调制器(简称“FM0D”)82。FMOD 82感应辅助反馈信号52的电压值，输出振荡器 42所需的偏置电流。FMOD 82输出的偏置电流随辅助反馈信号52电压值的变化而变化，因此当反激式变换器30其输出电压变化时，振荡器的频率会随着调整，从而维持输出电流恒定。振荡器42包含一个用于检测实际的初级绕组39中电流斜坡上升时间(Tkamp)的Teamp探测电路。Teamp探测电路通过辅助绕组41的端电压(Vaux)67经过分压电阻68和69得到的电压来决定总的斜坡上升时间。振荡器42输出脉宽调制电路所需的频率，用于驱动主功率开关管44。辅助反馈信号52的电压由辅助绕组41其电感值与初级电感39和次级电感40的电感值的比例决定，用于作为振荡器42的参考电压。因此，除了峰值电流(Ip)，振荡频率 (fosc)还补偿初级电感39其电感值的变化。除了图6的具体电路外，还可以使用其它可替换的结构优化振荡器42的特性，来补偿变压器36其初级电感值的变化。PWM逻辑电路45利用两种模式产生所需的脉冲宽度调制波形(a)当调整输出电压时，采用电流模式PWM控制，和(b)当调整输出电流时，采用每周期自适应电流限制模式。 Nchon信号57由PWM逻辑电路45输出，输入到栅极驱动电路46。栅极驱动电路46为相对高速的MOSFET栅驱动电路。栅极驱动电路46输出电感开关控制信号56，此信号输入到主功率开关管44和更小比例的内部MOSFET 83。更小比例的内部MOSFET 83和电阻84组成电流感应电路。被感应的电流信号经过电流感应放大器85放大，然后转换成电压信号。此电压信号通过误差比较器81与PWM误差放大器76的输出信号77相比较。误差比较器81 输出调整信号86，其用于设定主功率开关管44的导通时间。在恒压工作模式下，当反激式变换器30的输出电流低于最大的输出限制电流，调整信号86用于恒压输出调整。在恒流工作模式下，输出电流的调整功能由自适应电流限制器43实现，当输出电流(Iott)达到预先设定的峰值限制电流(Ium)时，自适应电流限制器43限制初级电感39的峰值电流(Ip)。 自适应电流限制器43使峰值电流值与温度，输入线电压，IC和外围元件值的变化和PCB布局的不一致性无关。PWM误差放大器76的输出信号77输入到线修正电路87，产生线修正信号88，其值与输出信号77成比例。线修正信号88用于调整辅助反馈信号52的电压，来补偿反激式变换器30充电器线串联电阻引起的输出电压的损失。线电阻补偿技术在线的末端提供合理精确的固定电压，线末端为反激式变换器30与被充电和被供电的设备例如手机或便携式多媒体播放器相连端。输出电压的损失是由于负载端的电压会有一个I 电压降，此电压降为线上有限的串联电阻与电源的输出电流的乘积。初级控制反激式功率变换器30通过由次级绕组40的电压反映到辅助绕组41而得到的反馈电压来调整输出电压(Vqut)，但是这个反映电压并不包括由于有限的线电阻而引起的I · R电压误差。在恒压工作模式，PWM误差放大器76的输出与反激式变换器30的输出电流成比例。因此输出信号77可以用于产生线修正信号88，此线修正信号88可以被应用到反馈输入端或前置放大器74的参考电压输入端来补偿线电阻。在图6的具体实现电路中，修正信号被应用到前置放大器74的反馈输入端，但是在其它可替换的实现电路中，修正信号还可以简单的应用到参考电压输入端。图7更详细的描述控制IC 38中的振荡器42。振荡器42包含电压比较器89，延迟元件90，Teamp探测电路91，三个电流源92，93和94，和振荡器计时电容(Cqsc) 95。Tkamp探测电路91通过辅助反馈信号52决定总的斜坡上升时间，此反馈信号为辅助绕组41其端电压 (Vaux) 67经过分压电阻68和69得到的电压信号。Tkamp探测电路91输出反馈信号(Tkamp) 51。 反馈信号51输入到延迟元件90，产生延迟信号TKAMPD。延迟信号Tkampd在反馈信号51产生后，经过Td2延迟时间后产生。Teamp探测电路91包含一个由P沟道FET 97和98组成的电流镜96。当主功率开关管44导通并且初级电感39的电感电流50斜坡上升时，振荡器42 通过电流镜96产生压控振荡电流Ivro。压控振荡电流Ivro的值可表示为
权利要求
1.一种方法，其特征在于，包括(a)接收反映功率变换器的输出电压的反馈信号，其中，所述反馈信号为电压信号，并所述功率变换器具有一个带有插头的充电线，所述充电线具有一定的电阻，而充电线的插头的电压称为插头电压；(b)产生一个线修正信号，且所述线修正信号为电压信号；(c)将反馈信号的电压减去线修正信号的电压而产生修正的反馈信号，所述修正的反馈信号为电压信号；(d)将参考电压与修正的反馈信号的电压相比较；(e)使用步骤(d)中的比较结果调整输出电压，以补偿由于充电线具有电阻而引起的插头电压的降低，并通过一个电感开关控制信号控制流经电感的电感电流，且所述电感开关控制信号具有一定的脉冲宽度；以及(f)调节所述脉冲宽度，以维持插头电压为恒定值，且步骤(c)中的产生操作、步骤(d) 中的比较操作、步骤(e)中的调整操作以及步骤(f)中的调整操作是由封装在集成电路组件中的集成电路实现的。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述功率变换器输出一个输出电流，并以恒定输出电流模式工作，且在恒定输出电流模式下，输出电流不随输出电压的变化而变化， 而是保持恒定。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述功率变换器为开关变换器。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述插头连接到一个手机。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述反馈信号是由一个电阻分割器产生的。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述功率变换器具有电感开关和电感，当电感开关导通时，电感电流斜坡上升到峰值电流，电感开关由电感开关控制信号控制，该方法进一步包括(g)通过调节所述电感开关控制信号的脉冲宽度，控制流过所述电感的峰值电流。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述集成电路包括一个具有电流镜的线修正电路，且所述线修正电路产生所述线修正信号。
8.一种方法，其特征在于，所述方法包括(a)接收反映功率变换器的输出电压的反馈信号，其中，所述反馈信号为电压信号，并所述功率变换器具有一个带有插头的充电线，所述充电线具有一定的电阻，而充电线的插头的电压称为插头电压；(b)产生一个线修正信号，且所述线修正信号为电压信号；(c)通过将参考电压与线修正信号的电压相加而产生修正的参考电压；(d)将修正的参考电压与反馈信号的电压相比较；以及(e)使用步骤(d)中的比较结果调整输出电压，以补偿由于充电线具有电阻而引起的插头端电压的降低，并通过一个电感开关控制信号控制流经电感的电感电流，且所述电感开关控制信号具有一定的脉冲宽度；以及(f)调节所述脉冲宽度，以维持插头电压为恒定值，且步骤(c)中的产生操作、步骤(d) 中的比较操作、步骤(e)中的调整操作以及步骤(f)中的调整操作是由封装在集成电路组件中的集成电路实现的。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于所述功率变换器输出一个输出电流，并以恒定输出电流模式工作，且在恒定输出电流模式下，输出电流不随输出电压的变化而变化， 而是保持恒定。
10.根据权利要求8所述的方法，其特征在于所述功率变换器为开关变换器。
11.根据权利要求8所述的方法，其特征在于所述插头连接到一个手机。
12.根据权利要求8所述的方法，其特征在于所述反馈信号是由一个电阻分割器产生的。
13.根据权利要求8所述的方法，其特征在于所述功率变换器具有电感开关和电感， 当电感开关导通时，电感电流斜坡上升到峰值电流，电感开关由电感开关控制信号控制，该方法进一步包括(g)通过调节所述电感开关控制信号的脉冲宽度，控制流过所述电感的峰值电流。
14.根据权利要求8所述的方法，其特征在于所述集成电路包括一个具有电流镜的线修正电路，且所述线修正电路产生所述线修正信号。
15.一种功率变换器，其特征在于，其包括一个电感，所述功率变换器为开关变换器，且输出一个输出电压；一个电阻分割器，所述电阻分割器与所述电感耦合，并所述电阻分割器用于分割所述输出电压以产生反馈信号；一个充电线，所述充电线具有插头，且所述充电线具有一定的电阻，而充电线的插头的电压称为插头电压；以及一个集成电路控制器，所述集成电路控制器封装在集成电路组件中，所述集成电路控制器接收反馈信号并产生线修正信号，且通过调整所述输出电压，来补偿由于充电线具有电阻而引起的插头电压的下降。
16.根据权利要求15所述的功率变换器，其特征在于所述功率变换器输出一个输出电流，并以恒定输出电流模式工作，且在恒定输出电流模式下，输出电流不随输出电压的变化而变化，而是保持恒定。
17.根据权利要求15所述的功率变换器，其特征在于所述集成电路控制器通过将线修正信号的电压与参考电压相加而产生修正的参考电压，且将修正的参考电压与反馈信号的电压相比较，并使用修正的参考电压与反馈信号的电压的比较结果来调整输出电压。
18.根据权利要求17所述的功率变换器，其特征在于所述功率变换器输出一个输出电流，且所述线修正信号是由输出电流的大小决定的。
19.根据权利要求15所述的功率变换器，其特征在于所述集成电路控制器是通过从反馈信号的电压减去线修正信号的电压而产生修正的反馈信号，且将参考电压与修正的反馈信号的电压相比较，并使用参考电压与修正的反馈信号的电压的比较结果来调整输出电压。
20.根据权利要求19所述的功率变换器，其特征在于所述功率变换器输出一个输出电流，且所述线修正信号是由输出电流的大小决定的。
21.根据权利要求15所述的功率变换器，其特征在于所述集成电路控制器包括一个具有电流镜的线修正电路，且所述线修正电路产生所述线修正信号。
全文摘要
本发明公开了一种实现输出端电压恒定的功率变换器及方法，它可以通过补偿线电阻维持功率变换器的输出端电压恒定。初级控制的反激式变换器中的线修正电路补偿由于充电线电阻引起的输出电压的降低。在一种实现电路中，修正电压从初级辅助绕组得到的反馈电压中减去。然后，前置放大器将参考电压和修正的反馈电压相比较。在另一种实现电路中，矫正电压与参考电压相加，前置放大器将反馈电压与修正的参考电压相比较。前置放大器两个输入端电压的差值用于增加输出电压来补偿充电线的电压降。反激式变换器还具有比较电路和控制电路从而维持流过变换器初级电感的电流的峰值维持恒定。调整开关控制信号的频率和脉冲宽度从而控制变换器的输出电流。
文档编号H02M7/217GK102480239SQ20111007744
公开日2012年5月30日 申请日期2011年3月28日 优先权日2010年11月29日
发明者迈特·格镶, 陶志波, 黄树良, 龚大伟 申请人:技领半导体(上海)有限公司, 技领半导体股份有限公司