专利名称：一种三电平升压直流变换器及其调制方法
技术领域：
本发明涉及电力电子功率变换技术领域，涉及光伏发电系统中直流变换侧的功率变换，特别涉及一种三电平升压直流变换器及其调制方法。
背景技术：
光伏发电是当前世界范围内可再生能源发展的一个重要方向，有着广阔的发展前景。光伏阵列通过功率变换器，将太阳光辐射的能量，转换成电能，为终端负载提供能量。 因此，初始端能源与终端负荷之间的有效功率变换问题，已经成为制约光伏发电发展的重要因素之一。为了避免光伏模块直接串联获取高的直流母线电压而引起的问题(如某些串联光伏模块存在“阴影”问题、所有光伏模块各自的最大功率工作点问题等)，将光伏模块并联，并通过独立的DC-DC直流变换器调节自身最大功率工作点的连接方式存在着更大的优势。随着光伏发电的不断发展，光伏并网发电已成为发展趋势。光伏并网发电系统中直流变换侧的变换器一方面要对光伏模块的最大功率工作点进行跟踪控制；另一方面，也需要将较低的直流输出电压升高到并网所需的高直流母线电压，因此，直流变换侧的升压变换器存在以下两个问题1)功率开关的开关频率与额定电压应力之间的矛盾、功率开关的高压高频动作产生严重的电磁干扰问题；无论是Buck直流变换器，还是Boost直流变换器，单个功率开关均要承受很高的电压应力，明显增大了升压直流变换器的dv/dt，而且需要大体积的输出滤波器；2)高频功率开关运行在极端占空比状态。
发明内容
为了避免功率开关的开关频率与额定电压应力之间的矛盾、功率开关的高压高频动作产生严重的电磁干扰问题；以及高频功率开关运行在极端占空比状态，本发明提供了一种三电平升压直流变换器及其调制方法，详见下文描述—种三电平升压直流变换器，所述三电平升压直流变换器包括第一滤波电容 Cfl、第二滤波电容Cf2、第一可控功率开关S1、第二可控功率开关&、第三可控功率开关&、第四可控功率开关、、第一功率二极管D1、第二功率二极管D2、第三功率二极管D3、第四功率二极管D4、第一箝位二极管Dcl、第二箝位二极管D。2、第三箝位二极管D。3、第四箝位二极管D。4、 储能电感Lf和负载Load;所述三电平升压直流变换器为X型对称H桥，输入端的直流电压Uin的正极性端和所述储能电感Lf的一端相连；所述储能电感Lf的另一端和H桥左半桥的中点a相连；所述第二功率二极管&的阳极和所述H桥左半桥的中点a相连；所述第二功率二极管&的阴极分别与所述第一功率二极管D1的阳极和所述第一箝位二极管Dcl的阴极相连；所述第一功率二极管D1的阴极分别与所述第三可控功率开关S3的集电极、所述第一滤波电容Cfl的一端以及所述负载Load的一端相连；所述第一可控功率开关S1的集电极和所述H桥左半桥的中点a相连；所述第一可控功率开关S1的发射极分别与所述第二可控功率开关&的集电极和所述第二箝位二极管D。2的阳极相连；所述第二可控功率开关&的发射极分别和所述第四功率二极管D4的阳极、所述第二滤波电容Cf2的另一端以及所述负载Load的另一端相连；所述第二箝位二极管D。2的阴极分别与所述第一箝位二极管Dcl的阳极、所述第三箝位二极管D。3的阳极、所述第四箝位二极管D。4的阴极、所述第一滤波电容Cfl的另一端以及所述第二滤波电容Cf2的一端相连；所述第三可控功率开关&的发射极分别与所述第四可控功率开关、的集电极和所述第三箝位二极管D。3的阴极相连；所述第四可控功率开关、的发射极与H桥右半桥的中点b相连；所述H桥右半桥的中点b分别与输入端的直流电压Uin 的负极性端和所述第三功率二极管D3的阴极相连；所述第四功率二极管D4的阴极分别与所述第三功率二极管D3的阳极、所述第四箝位二极管D。4的阳极相连；所述H桥左半桥的中点 a和所述H桥右半桥的中点b之间的电压Uab为直流变换器输出电压；所述负载Load两端的电压U。为所述第一滤波电容Cfl和所述第二滤波电容Cf2的输出电压；所述输入端的直流电压Uin为随光照而波动较低的光伏阵列的输出电压；所述直流变换器输出电压U0为高直流母线电压。所述第一可控功率开关S1、所述第二可控功率开关&、所述第三可控功率开关& 和所述第四可控功率开关、具体为低耐压的可控功率开关。一种三电平升压直流变换器的调制方法，所述方法包括以下步骤(1)对第一可控功率开关S1、第二可控功率开关&、第三可控功率开关&和第四可控功率开关、进行独立控制，根据预设直流升压比，获取第一调制度Hi1和第二调制度m2 ； (2)根据所述第一可控功率开关S1、所述第二可控功率开关&、所述第三可控功率开关&和所述第四可控功率开关、获取相应的第一载波Cl、第二载波c2以及第一调制波和第二调制波；(3)根据所述第一载波Cl的瞬时值Uca、所述第二载波c2的瞬时值U。2、所述第一调制波、所述第二调制波、所述第一调制度Hl1和所述第二调制度Hl2，在当前载波周期内，获取第一调制规则I ；(4)以三电平升压直流变换器输出侧的第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2充放电工况一致的原则，根据所述第一载波的瞬时值Uca、所述第二载波的瞬时值u。2、所述第一调制波、所述第二调制波、所述第一调制度Hi1和所述第二调制度m2，在所述当前载波周期相邻的下一个载波周期内，获取第二调制规则II ；(5)在所述当前载波周期内实施所述第一调制规则I、在所述当前载波周期相邻的下一个载波周期内实施所述第二调制规则II。步骤(4)中的所述第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2充放电工况一致的原则具体为0 <第一调制度Hi1 <第二调制度m2 < 0. 5。步骤(3)中的所述第一调制规则I具体为d S1 = I
「― d s2=1<ο
m2>Ucl, S3=O m2>Uc2, S4=O步骤中的所述第二调制规则II具体为
d S1=O 「―岬>仏，S2=I<ο
m2>Ucl, S3=I m2>"c2, S4=O本发明提供的技术方案的有益效果是本发明提供了一种三电平升压直流变换器及其调制方法，传统的两电平升压直流变换器在应用于光伏发电的直流变换侧时，单个功率开关承受的电压应力为高压母线电压，并且在升压比较高时，功率开关工作在极端占空比状态。本发明通过箝位二极管，将直流变换器输出侧的串联电容电压对功率开关进行箝位，使得功率开关降低了一半的电压应力，可以选择低耐压的功率开关，进而降低开关损耗。在直流变换器输出PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)脉冲电压方面，脉冲电压的幅值为单个电容电压值，大大降低了 dv/dt，降低了电磁干扰的问题。由于输出的PWM窄脉冲电压为左右半桥输出的三电平电压之差，直流升压比由左右半桥各自调制波的调制度之差决定，因此，可以根据直流升压比优化调制度，使得功率开关工作在非极端占空比状态。避免了功率开关的开关频率与额定电压应力之间的矛盾。
图1是本发明提供的三电平升压直流变换器的拓扑结构图；图2是本发明提供的三电平升压直流变换器的工作原理图；图3是本发明提供的两个相邻载波周期内三电平升压直流变换器的双模态调制策略说明图；图4为本发明提供的三电平升压直流变换器的调制方法的流程图。附图中，各标号所代表的部件列表如下Uin输入端的直流电压；Cfl第--滤波电容；
Cf2第二滤波电容；S1第一可控功率开关；
S2第二可控功率开关；S3第三可控功率开关；
S4第四可控功率开关；D1第—-功率二二极管；
D2第二功率二极管；D3第三功率二二极管；
D4第四功率二极管；Dcl第--箝位二极管；
Dc2第二箝位二极管；Dc3第三二箝位二二极管；
Dc4第四箝位二极管；Lf储能电感；
Uab三电平直流变换器输出电压；U0负载Load两端的电压t。nl 第一可控功率开关S1在某一个载波周期内的导通时间；t。ff3 第三可控功率开关&在某一个载波周期内的关断时间；
T 载波周期。
具体实施例方式为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。为了避免功率开关的开关频率与额定电压应力之间的矛盾、功率开关的高压高频动作产生严重的电磁干扰问题；以及高频功率开关运行在极端占空比状态，本发明实施例提供了一种三电平升压直流变换器及其调制方法，参见图1、图2、图3和图4，详见下文描述三电平直流变换技术使得可控功率开关的电压应力降低一半，可减缓电磁干扰问题，并且能够大大减小输出滤波器的体积，现有的非隔离型三电平直流变换器在一般的直流高压大功率变换场合得到了有效的利用。但对于大比例直流调压场合，功率开关极易工作在极端占空比状态，使得流过可控功率开关的电流波动增大，从而增大关断电流和通态损耗；输出二极管出现严重的反向恢复问题，不仅额外产生了电磁噪声，而且还严重地限制了直流变换器的输出功率；甚至使得现有的高频功率开关无法响应极端脉冲驱动信号而导致直流输出电压严重畸变。因此，本发明实施设计一种非极端占空比三电平升压直流变换器将有助于解决光伏发电直流变换侧的功率变换问题。显然，针对非极端占空比三电平升压直流变换器的运行没有现成的调制策略，该拓扑的良性运行需要协调考虑直流输入侧电容电压的平衡性和功率开关的非极端占空比的实时优化问题。本发明实施例的另一个目标是提出适合拓扑的双模态调制规则。参见图1和图2，三电平升压直流变换器包括第一滤波电容Cfl、第二滤波电容 Cf2、第一可控功率开关S1、第二可控功率开关&、第三可控功率开关&、第四可控功率开关 、、第一功率二极管D1、第二功率二极管D2、第三功率二极管D3、第四功率二极管D4、第一箝位二极管Dca、第二箝位二极管D。2、第三箝位二极管D。3、第四箝位二极管D。4、储能电感Lf和负载Load ；三电平升压直流变换器为X型对称H桥，输入端的直流电压Uin的正极性端和储能电感Lf的一端相连；储能电感Lf的另一端和H桥左半桥的中点a相连；第二功率二极管D2 的阳极和H桥左半桥的中点a相连；第二功率二极管&的阴极分别与第一功率二极管0工的阳极和第一箝位二极管Dcl的阴极相连；第一功率二极管D1的阴极分别与第三可控功率开关&的集电极、第一滤波电容Cfl的一端以及负载Load的一端相连；第一可控功率开关S1 的集电极和H桥左半桥的中点a相连；第一可控功率开关S1的发射极分别与第二可控功率开关&的集电极和第二箝位二极管D。2的阳极相连；第二可控功率开关&的发射极分别和第四功率二极管D4的阳极、第二滤波电容Cf2的另一端以及负载Load的另一端相连；第二箝位二极管D。2的阴极分别与第一箝位二极管Dca的阳极、第三箝位二极管D。3的阳极、第四箝位二极管D。4的阴极、第一滤波电容Cfl的另一端以及第二滤波电容Cf2的一端相连；第三可控功率开关&的发射极分别与第四可控功率开关、的集电极和第三箝位二极管D。3的阴极相连；第四可控功率开关、的发射极与H桥右半桥的中点b相连；H桥右半桥的中点b分别与输入端的直流电压Uin的负极性端和第三功率二极管D3的阴极相连；第四功率二极管 D4的阴极分别与第三功率二极管D3的阳极、第四箝位二极管D。4的阳极相连；H桥左半桥的中点a和H桥右半桥的中点b之间的电压Uab为直流变换器输出电压；负载Load两端的电压U。为第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2的输出电压；输入端的直流电压Uin为随光照而波动较低的光伏阵列的输出电压；直流变换器输出电压U。为高直流母线电压。进一步地，为了降低可控功率开关的损耗，本发明实施例优选低耐压的可控功率开关。其中，第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2的中点通过第一箝位二极管Dca、第二箝位二极管D。2、第三箝位二极管D。3和第四箝位二极管D。4的箝位，对H桥的第一可控功率开关S1、第二可控功率开关&、第三可控功率开关&和第四可控功率开关、、第一功率二极管D1、第二功率二极管D2、第三功率二极管D3和第四功率二极管D4进行箝位，从而承受第一滤波电容Cfl两端的电压和第二滤波电容Cf2两端的电压。一种三电平升压直流变换器的调制方法，参见图3和图4，该方法包括以下步骤三电平升压直流变换器输出三种电平电压时共有以下六种情况(电流连续时)1、可控功率开关的开关状态Sj2SJ4 = 0000时，输出电平电压Uab为U。，输入端的直流电压Uin和储能电感Lf既为第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2充电，又为负载Load 提供能量。2、可控功率开关的开关状态S1S2SJ4 = 0001时，输出电平电压Uab为U。/2，输入端的直流电压Uin和储能电感LfS第一滤波电容Cfl充电，同时，第一滤波电容Cf1和第二滤波电容Cf2均为负载Load提供能量。3、可控功率开关的开关状态Sj2SJ4 = 1000时，输出电平电压Uab为U。/2，输入端的直流电压Uin和储能电感Lf为第二滤波电容Cf2充电，同时，第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2均为负载Load提供能量。4、可控功率开关的开关状态Sj2Sf4 = 1100时，输出电平电压Uab为0，输入端的直流电压Uin对储能电感Lf进行充电，第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2均为负载Load 提供能量。5、可控功率开关的开关状态Sj2Sf4 = 1001时，输出电平电压Uab为0，输入端的直流电压Uin对储能电感Lf进行充电，第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2均为负载Load 提供能量。6、可控功率开关的开关状态Sj2Sf4 = 0011时，输出电平电压Uab为0，输入端的直流电压Uin对储能电感Lf进行充电，第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2均为负载Load 提供能量。在情况2、3下，分别是第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2在当前载波周期内以及当前载波周期相邻的下一个载波周期内轮换充电；在情况4-6，均是第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2同时放电。根据图2，一个载波周期内，储能电感Lf的电流不变，且其充电储存的能量与放电释放的能量相等，由图3可得如下数学关系(0. 5U。_Uin) [T-t。nl-(T_t。ff3)] = Uin[T_t。ff3+t。nl](1)从而得到图1拓扑的输出电压与输入电压的关系式U0=(2)
8
式中屯、d3分别为第一可控功率开关S1、第二可控功率开关&的占空比，Hi1^m2分别为左右半桥的调制度，Hl1为第一调制度，Hl2为第二调制度，且有
权利要求
1.一种三电平升压直流变换器，其特征在于，所述三电平升压直流变换器包括第一滤波电容Cfl、第二滤波电容Cf2、第一可控功率开关S1、第二可控功率开关&、第三可控功率开关&、第四可控功率开关、、第一功率二极管D1、第二功率二极管D2、第三功率二极管D3、 第四功率二极管D4、第一箝位二极管Dca、第二箝位二极管D。2、第三箝位二极管D。3、第四箝位二极管D。4、储能电感Lf和负载Load ；所述三电平升压直流变换器为X型对称H桥，输入端的直流电压Uin的正极性端和所述储能电感Lf的一端相连；所述储能电感Lf的另一端和H桥左半桥的中点a相连；所述第二功率二极管A的阳极和所述H桥左半桥的中点a相连；所述第二功率二极管&的阴极分别与所述第一功率二极管D1的阳极和所述第一箝位二极管Dca的阴极相连；所述第一功率二极管D1的阴极分别与所述第三可控功率开关&的集电极、所述第一滤波电容Cfl的一端以及所述负载Load的一端相连；所述第一可控功率开关S1的集电极和所述H桥左半桥的中点 a相连；所述第一可控功率开关S1的发射极分别与所述第二可控功率开关&的集电极和所述第二箝位二极管D。2的阳极相连；所述第二可控功率开关&的发射极分别和所述第四功率二极管D4的阳极、所述第二滤波电容Cf2的另一端以及所述负载Load的另一端相连；所述第二箝位二极管D。2的阴极分别与所述第一箝位二极管Dca的阳极、所述第三箝位二极管 Dc3的阳极、所述第四箝位二极管D。4的阴极、所述第一滤波电容Cfl的另一端以及所述第二滤波电容Cf2的一端相连；所述第三可控功率开关&的发射极分别与所述第四可控功率开关、的集电极和所述第三箝位二极管D。3的阴极相连；所述第四可控功率开关、的发射极与H桥右半桥的中点b相连；所述H桥右半桥的中点b分别与输入端的直流电压Uin的负极性端和所述第三功率二极管D3的阴极相连；所述第四功率二极管D4的阴极分别与所述第三功率二极管D3的阳极、所述第四箝位二极管D。4的阳极相连；所述H桥左半桥的中点a和所述H桥右半桥的中点b之间的电压Uab为直流变换器输出电压；所述负载Load两端的电压 U。为所述第一滤波电容Cfl和所述第二滤波电容Cf2的输出电压；所述输入端的直流电压Uin 为随光照而波动较低的光伏阵列的输出电压；所述直流变换器输出电压U。为高直流母线电压。
2.根据权利要求1所述的一种三电平升压直流变换器，其特征在于，所述第一可控功率开关S1、所述第二可控功率开关&、所述第三可控功率开关&和所述第四可控功率开关 、具体为低耐压的可控功率开关。
3.一种三电平升压直流变换器的调制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤(1)对第一可控功率开关S1、第二可控功率开关&、第三可控功率开关&和第四可控功率开关、进行独立控制，根据预设直流升压比，获取第一调制度HI1和第二调制度m2 ；(2)根据所述第一可控功率开关S1、所述第二可控功率开关&、所述第三可控功率开关 S3和所述第四可控功率开关、获取相应的第一载波Cl、第二载波c2以及第一调制波和第二调制波；(3)根据所述第一载波cl的瞬时值Ucl、所述第二载波c2的瞬时值仏2、所述第一调制波、所述第二调制波、所述第一调制度Hi1和所述第二调制度m2，在当前载波周期内，获取第一调制规则I ；(4)以三电平升压直流变换器输出侧的第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2充放电工况一致的原则，根据所述第一载波的瞬时值Uca、所述第二载波的瞬时值U。2、所述第一调制波、所述第二调制波、所述第一调制度Hi1和所述第二调制度m2，在所述当前载波周期相邻的下一个载波周期内，获取第二调制规则II ；(5)在所述当前载波周期内实施所述第一调制规则I、在所述当前载波周期相邻的下一个载波周期内实施所述第二调制规则II。
4.根据权利要求3所述的一种三电平升压直流变换器的调制方法，其特征在于，步骤 (4)中的所述第一滤波电容Cfl和第二滤波电容Cf2充放电工况一致的原则具体为0 <第一调制度Hl1 <第二调制度Hl2 < 0. 5。
5.根据权利要求3所述的一种三电平升压直流变换器的调制方法，其特征在于，步骤(3)中的所述第一调制规则I具体为 d S1=I
6.根据权利要求3所述的一种三电平升压直流变换器的调制方法，其特征在于，步骤(4)中的所述第二调制规则II具体为 d S1=O
全文摘要
本发明公开了一种三电平升压直流变换器及其调制方法，涉及电力电子功率变换技术领域，通过箝位二极管，将直流变换器输出侧的串联电容电压对功率开关进行箝位，使得功率开关降低了一半的电压应力；在直流变换器输出PWM脉冲电压方面，脉冲电压的幅值为单个电容电压值，大大降低了dv/dt，降低了电磁干扰的问题；由于输出的PWM窄脉冲电压为左右半桥输出的三电平电压之差，直流升压比由左右半桥各自调制波的调制度之差决定，因此，可以根据直流升压比优化调制度，使得功率开关工作在非极端占空比状态；提出了适合拓扑的双模态第一调制规则I和第二调制规则II；避免了功率开关的开关频率与额定电压应力之间的矛盾。
文档编号H02M3/155GK102158081SQ201110086908
公开日2011年8月17日 申请日期2011年4月7日 优先权日2011年4月7日
发明者张云 申请人:天津大学