专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及供给直流稳定电压的开关电源装置。
背景技术：
在供给图像引擎或CPU等的数字信号处理LSI的电源电压的DC/DC转换器中，针对动态变动的数字负载，要求极力抑制输出电压的变动宽度的高负载响应性能，但是，在为了对输出电压与基准电压进行比较而搭载了错误放大器的DC/DC转换器中，该错误放大器成为延迟要素的主要原因，具有负载响应性能恶化的问题。因此，提出并广泛使用如下的 PFM(频率调制)控制的纹波转换器通过不搭载作为延迟要素的主要原因的错误放大器， 来提高针对数字负载要求的负载响应性能。传统的PFM纹波转换器是检测输出电压的纹波电压来进行控制的方式，因此，为了得到充分的纹波信号，输出电容器需要ESR(Equivalent Series Resistance 等效串联电阻)大的电解电容器等，妨碍了系统的小型化。近年来，如作为现有技术的一例示出的专利文献1、2那样，大量提出如下的产品并实现了产品化在反馈电压或基准电压侧叠加假设基于ESR的纹波后的Ramp信号，由此， 即使在使用ESR较小的陶瓷电容器作为输出电容器的情况下，也能够进行稳定动作。图13是示出包括专利文献1、2所记载的内容的现有的开关电源装置的结构的电路图。并且，图14是示出现有的开关电源装置的动作的时序图。参照这些图，对采用一般的导通宽度固定型的纹波控制方式的开关电源装置的动作进行说明。另外，在专利文献1、2 中均公开了在反馈信号中叠加Ramp信号的方式，但是，该方式在动作上与在基准电压中叠加Ramp信号的方式等效，因此，为了简化此后的说明，变更成在基准电压中叠加Ramp信号的方式进行说明。在图13中，Ramp发生器18生成假设了 ESR的纹波信号后的Ramp信号，并将其输出到叠加电路3。叠加电路3生成相对于第1基准电压REF叠加了具有正斜率的Ramp信号后的第2基准电压REF2，将其输出到反馈比较器4的非反转输入端。另一方面，反馈电压FB被输出到反馈比较器4的反转输入端。该反馈电压FB是通过反馈分压电阻16、17对输出电压Vout进行分压后的电压。当反馈电压FB低于第2基准电压REF2时，反馈比较器4立即向单触发电路5输出FB_TRG信号。单触发电路5接收由反馈比较器4输出的FB_TRG信号，生成恒定时间宽度的0N_ TRG信号，将其输出到接通定时器7b的Set端子。另一方面，前馈电路6b对输入电压Vin和输出电压Vout进行检测，生成与Vin成正比且与Vout成反比的前馈信号Iton，将其输出到接通定时器7的Adj端子，使得即使输入电压Vin和输出电压Vout的设定变化，也维持恒定开关频率。接通定时器7将由单触发电路5输出的0N_TRG信号作为触发，向驱动逻辑8输出与前馈信号Iton对应的Ton信号。前馈信号Iton越大，Ton信号的时间宽度越窄。驱动逻辑8根据由接通定时器7输出的Ton信号，输出高边驱动器9的驱动信号
3Hon和低边驱动器10的驱动信号Lon，与此同时，利用SW信号检测再生期间结束而流过电感器13的电流IL的极性反转的情况，将驱动信号Lon从High切换为Low，使低边MOSFET 12截止，防止电感器电流IL的过大逆流，由此，具有防止产生无用损失的功能。高边驱动器9根据由驱动逻辑8输出的Hon信号，驱动高边MOSFET 11的栅极，由此，经由电感器13向输出电容器14和输出负载15供给能量。低边驱动器10根据由驱动逻辑8输出的Lon信号，驱动低边MOSFET 12的栅极， 在高边MOSFET 11截止后的电感器电流IL的再生期间，使低边MOSFET 12导通，从而降低导通损失。这样，在图13所示的现有的开关电源装置中，通过上述一连串的动作，在输出负载电流Iout从轻负载急剧变化为重负载而使输出电压Vout降低时，立即使高边MOSFET导通，从而实现高负载响应性，进而，能够实现在传统的纹波控制方式中无法实现的输出电容器的陶瓷电容器化。专利文献1美国专利第6583610号说明书专利文献2日本特开2008-7^912号公报但是，专利文献1、2所示的在反馈电压FB或基准电压REF中叠加恒定斜率的Ramp 信号的方式具有如下缺点在输出负载电流Iout变化而开关频率变化时，Ramp信号的振幅变化，与此相伴，输出电压Vout也发生变动，作为DC/DC转换器的重要特性的负载调节恶化。具体而言，使用图14所示的时序图进行说明。当输出负载电流Iout从重负载急剧变化为轻负载时，输出电压Vout瞬间上升。然后，输出电压Vout随着时间的经过而降低，在反馈信号FB低于叠加有Ramp信号的第2基准电压REF2的顶点电位时，单触发电路5输出导通触发信号0N_TRG。由此，虽然高边MOSFET 11导通，但是，输出负载电流Iout越少，高边MOSFET 11的导通定时越迟。即，输出负载电流Iout越少，高边MOSFET 11的开关频率越低。当开关频率降低时，在第1基准电压REF中叠加的Ramp信号的振幅增加，因此，第 2基准电压REF2成为比重负载时大的值。结果，负载调节特性恶化。如图14所示，在从轻负载变化为重负载的情况下，输出电压Vout也急剧降低，此后也不恢复，因此，可以说在轻负载时和重负载时具有较大电压差，很难说负载调节特性良好。为了改善负载调节，需要减小在第2基准电压REF2中叠加的Ramp振幅量，但是， 该情况下的开关电源装置要求小型化，因此，使用陶瓷电容器等的低ESR的电容器作为输出电容器时，再次出现动作不稳定的问题。
发明内容
本发明的课题在于，解决上述现有技术的问题，提供一种在利用ESR较小的输出电容器的情况下也能够进行稳定动作且负载调节特性良好的开关电源装置。为了解决上述课题，本发明的开关电源装置的特征在于，该开关电源装置具有主开关元件，其与输入电压连接；斜波信号生成部，其生成与所述主开关元件的开关频率同步的斜波信号；振幅信号生成部，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号；以及控制部，其根据由所述斜波信号生成部生成的斜波信号、大小与输出电压对应的反馈信号和第1基准电压，控制所述主开关元件的导通定时，并且，根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号、所述输入电压和所述输出电压，控制所述主开关元件的导通宽度。根据本发明，能够提供一种在利用ESR较小的输出电容器的情况下也能够进行稳定动作且负载调节特性良好的开关电源装置。
图1是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置的结构的电路图。图2是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的斜波发生器的详细结构的电路图。图3是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的叠加电路的详细结构的电路图。图4是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的采样保持电路的详细结构的电路图。图5是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的前馈电路的详细结构的电路图。图6是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的接通定时器的详细结构的电路图。图7是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置的动作的时序图。图8是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的相对于输出电流的高边 MOSFET的导通宽度的图。图9是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的相对于输出电流的开关频率的图。图10是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的相对于输出电流的输出电压的图。图11是示出本发明的实施例2的形式的开关电源装置的结构的电路图。图12是示出本发明的实施例2的形式的开关电源装置中的叠加电路的详细结构的电路图。图13是示出现有的开关电源装置的结构的电路图。图14是示出现有的开关电源装置的动作的时序图。标号说明1 第1反馈控制电路；2 第2反馈控制电路；3、3b 叠加电路；4 反馈比较器；5 单触发电路；6 前馈电路；7 接通定时器；8 驱动逻辑；9 高边驱动器；10 低边驱动器； 11 高边MOSFET ；12 低边MOSFET ； 13 电感器；14 输出平滑电容器；15 输出负载；16、17 反馈电阻；18 斜波发生器；19 采样保持电路；20 错误放大器；21 相位补偿电阻；22 相位补偿电容器；31、31b :NPN 晶体管；32,32b =PNP 晶体管；33、33b 电阻；34,34b,35,35b NchMOSFET ；36,37 =PchMOSFET ；38,38b 电阻；61、62、63 电压电流转换电路；64、65 除法电路；71 电容器；72 比较器；73 =AND电路；74 单触发电路；75 反相器电路；76 开关； 181 单触发电路；182 反相器；183 =PchMOSFET ； 184 电容器；191 缓冲电路；192 开关； 193 电容器；II、12、12b 恒流源；Vin 输入电压；Vout 输出电压；V2 下限钳位电压。
具体实施例方式下面，根据附图详细说明本发明的开关电源装置的实施方式。实施例1下面，参照
本发明的实施例。首先，说明本实施方式的结构。图1是示出本发明的实施例1的开关电源装置的结构的电路图。另外，在图1中，用与所述标号相同的标号示出与图13中的现有装置的结构要素相同或等同的结构要素，省略重复的说明。如图1所示，该开关电源装置由第1反馈控制电路1、第2反馈控制电路2、叠加电路3、高边MOSFET 11、低边MOSFET 12、电感器13、输出平滑电容器14、输出负载15、反馈电阻16以及反馈电阻17构成。并且，第1反馈控制电路1由反馈比较器4、单触发电路5、前馈电路6、接通定时器 7、驱动逻辑8、高边驱动器9以及低边驱动器10构成。进而，第2反馈控制电路2由斜波发生器18、采样保持电路19、错误放大器20、相位补偿电阻21以及相位补偿电容器22构成。S卩，本实施例的开关电源装置与图13所示的现有的开关电源装置的不同之处在于，具有第2反馈控制电路2。高边MOSFET 11对应于本发明的主开关元件，漏极端子与输入电压Vin连接。并且，高边MOSFET 11的源极端子与低边MOSFET 12的漏极端子连接，并且，经由电感器13与输出负载15连接。即，本实施例的开关电源装置通过高边MOSFET 11和低边MOSFET 12的开关动作，将输入电压转换成规定电压而提供给输出负载15。作为主要回路的第1反馈控制电路1针对输出负载15从轻负载急剧变化为重负载的情况等动态变化的负载，高速进行动作而不经由错误放大器，由此，发挥将输出电压 Vout的变化宽度抑制为最小限度的作用。与此相对，作为次要回路的第2反馈控制电路2检测由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅，对使该振幅恒定而不依赖于输出负载电流Iout的、高边MOSFET 11的导通宽度进行最佳控制，由此，使开关频率Fsw保持恒定。结果，相对于静态的负载变动，第2基准电压REF2的峰值电压始终保持恒定，因此，能够在不牺牲控制稳定性的前提下，大幅改善现有技术的问题即负载调节特性。斜波发生器18对应于本发明的斜波信号生成部，生成与主开关元件的开关频率同步的斜波信号(Ramp)。图2是示出本实施例的开关电源装置中的斜波发生器18的详细结构的电路图。如图2所示，斜波发生器18由单触发电路181、反相器182、PchM0SFET 183、 电容器184、恒定电流11以及下限钳位电压V2构成。单触发电路181接收由高边驱动器9输出的驱动信号Hon，在将Hon切换为High 时，使PchMOSFET 183导通例如IOOns左右的极短的期间。由此，电容器184瞬间被充电到电源电压REG。然后，当PchMOSFET 183截止后，通过恒定电流Il逐渐放出蓄积在电容器184中的电荷。结果，斜波发生器18能够生成假设了 ESR的纹波信号后的斜波信号，将所生成的斜波信号输出到叠加电路3和采样保持电路19。叠加电路3对应于本发明的第1叠加电路，生成与由斜波发生器18生成的斜波信号(图1中的Ramp)的振幅和频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并且，使所生成的第2斜波信号与第1基准电压(图1中的REF 0. 5V)叠加而生成第1叠加信号(图1中的 REF2)。图3是示出本实施例的开关电源装置中的叠加电路3的详细结构的电路图。叠加电路 3 由 NPN 晶体管 31、PNP 晶体管 32、电阻 33、NchMOSFET 34、35、PchM0SFET36、37、电阻 38以及恒流源12构成。通过由NPN晶体管31和PNP晶体管32实现的缓冲电路对由斜波发生器18生成的斜波信号进行阻抗转换，向PNP晶体管32的发射极输出电压电平与斜波信号大致相同的Ramp2信号。因此，在电阻33的两端产生REG-Ramp2的电位差，生成与斜波信号的变化对应的电流信号13。该电流信号13经由由NchMOSFET 34、35实现的电流镜电路以及由 PchMOSFET 36、37实现的电流镜电路输出到电阻38，由此进行电压转换。由此，叠加电路3在电阻38的高电位侧端子中，针对直流稳定电压即第1基准电压REF叠加与Ramp对应的具有正斜率的第2斜波信号，生成第2基准电压REF2 (对应于本发明的第1叠加信号)，将其输出到反馈比较器4的非反转输入端子。设置在第2反馈控制电路2中的采样保持电路19、错误放大器20、相位补偿电阻 21以及相位补偿电容器22对应于本发明的振幅信号生成部，生成与由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号(图1中的Comp)。采样保持电路19保持由斜波发生器18生成的斜波信号的谷电压。图4是示出本实施例的开关电源装置中的采样保持电路19的详细结构的电路图。如图4所示，采样保持电路19由缓冲电路191、开关192以及电容器193构成。缓冲电路191输出对斜波信号进行阻抗转换后的信号，按照斜波信号成为谷电压的定时，根据基于接通定时器7的采样信号Spl，使开关192导通恒定的采样时间，由此对电容器193进行充电。因此，在下一次采样期间到来之前的期间内，电容器193保持斜波信号的谷电压值Valley。错误放大器20对应于本发明的误差放大器，对由采样保持电路19保持的谷电压 Valley与第2基准电压(图1中的VI)进行比较，生成与比较结果对应的误差放大信号并作为振幅信号Comp输出。S卩，错误放大器20对谷电压Valley与基准电压Vl进行比较，向前馈电路6输出通过电阻21和电容器22进行相位补偿后的振幅信号Comp。第1反馈控制电路1对应于本发明的控制部，根据由斜波发生器18生成的斜波信号、大小与输出电压Vout对应的反馈信号FB和第1基准电压REF，控制主开关元件的导通定时，并且，根据由振幅信号生成部生成的振幅信号Comp、输入电压Vin和输出电压Vout， 控制主开关元件的导通宽度。图5是示出本实施例的开关电源装置中的前馈电路6的详细结构的电路图。如图 5所示，前馈电路6由电压电流转换电路61、62、63和除法电路64、65的组合构成。电压电流转换电路61对输入电压Vin进行电流转换，从而生成电流信号Ivin。并且，电压电流转换电路62对输出电压Vout进行电流转换，从而生成电流信号Ivout。同样， 电压电流转换电路63对振幅信号(误差放大电压)Comp进行电流转换，从而生成电流信号 Icomp0除法电路64向后级的除法电路65输出电流信号Ivin除以电流信号Ivout后的电流信号IfV。除法电路65生成电流信号Ifw除以电流信号Icomp后的电流信号Iton。该 Iton的计算式由Iton = KXVin/(VoutXComp)给出。这里，K是将输入电压Vin、输出电压Vout、振幅信号Comp转换为电流信号时的转换系数，具有与电阻值成反比的次元。这样，前馈电路6向接通定时器7的Adj端子输出与输入电压Vin成正比且与输出电压Vout成反比的输出电流Iton。通过前馈电路6的动作，第1反馈控制电路1控制高边MOSFET 11的导通宽度，以使开关频率恒定而不依赖于输入输出条件，进而，使Iton具有与由第2反馈控制电路输出的振幅信号(误差放大信号)Comp成反比的特性，由此，控制高边MOSFET 11的导通宽度，以使斜波信号的谷电压Valley与基准电压Vl相等。第1反馈控制电路1具有前馈电路6，由此，根据由振幅信号生成部输出的振幅信号(误差放大信号)Comp，控制主开关元件即高边MOSFET 11的导通宽度，以使由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅维持规定值。反馈比较器4对反馈电压FB与第2基准电压REF2进行比较，在反馈电压FB低于第2基准电压REF2的峰值电压时，输出FB_TRG信号。单触发电路5根据由反馈比较器4 输出的FB_TRG信号，生成0N_TRG信号，并输出到接通定时器7的Set端子。图6是示出本实施例的开关电源装置中的接通定时器7的详细结构的电路图。如图6所示，接通定时器7由电容器71、比较器72、AND电路73、单触发电路74、反相器电路 75以及开关76构成。开关76根据由单触发电路5输出的0N_TRG信号，接通恒定时间。开关76接通， 由此，电容器71瞬间放出所蓄积的电荷。由此，比较器72的逻辑输出电平为High，单触发电路74输出恒定时间的采样信号Spl。在基于单触发电路74的采样期间结束后，AND电路73使输出信号即驱动逻辑控制信号Ton为High。然后，电容器71通过前馈电流信号Iton开始充电。当电容器71的电位达到阈值V3时，比较器72将输出电平切换为Low，因此，AND电路73使驱动逻辑控制信号 Ton 为 Low。 驱动逻辑8根据由接通定时器7输出的驱动逻辑控制信号Ton，输出高边驱动器9 的驱动信号Hon以及与该驱动信号Hon反相的低边驱动器10的驱动信号Lon。进而，驱动逻辑8根据SW电压检测电感器13的再生期间结束而流过电感器13的电流IL的极性反转的情况，将低边驱动信号Lon切换为Low。由此，低边MOSFET 12截止，因此，开关电源装置抑制电感器电流IL的过大逆流，防止产生无用损失。高边驱动器9根据由驱动逻辑8输出的Hon信号，驱动高边MOSFET 11的栅极，经由电感器13向输出电容器14和输出负载15供给能量。低边驱动器10根据由驱动逻辑8输出的Lon信号，驱动低边MOSFET 12的栅极， 在高边MOSFET 11截止后的电感器电流IL的再生期间，使低边MOSFET 12导通，从而降低导通损失。根据上述反馈比较器4、单触发电路5、接通定时器7、驱动逻辑8以及高边驱动器 9的动作可知，第1反馈控制电路1对由叠加电路3生成的第1叠加信号(REF2)与反馈信号ra进行比较，并控制导通定时，以便在反馈信号ra低于第ι叠加信号的情况下，主开关元件即高边MOSFET 11导通。接着，说明如上所述构成的本实施方式的作用。特别地，参照图7说明进行控制以使斜波信号的振幅恒定从而大幅提高负载调节特性的原理。图7是示出本实施例的开关电源装置的动作的时序图。在输出负载电流Iout为轻负载且恒定的状态下，通过采样保持电路19、错误放大器20以及前馈电路6的动作进行控制，以使斜波信号(Ramp)的谷电压Valley与基准电压Vl相等。接着，当输出负载电流Iout急剧变化为重负载时，伴随输出电压Vout的降低，反馈电压FB降低。当反馈电压FB为第2基准电压REF2以下时，根据反馈比较器4的比较结果，单触发电路5输出0N_TRG信号。以该0N_TRG信号为开端，高边MOSFET 11立即导通。 此时，斜波信号的谷电压Valley上升，因此，在Valley与基准电压Vl之间产生误差。第2反馈控制电路2内的错误放大器20使振幅信号Comp上升后输出，以便抵消该误差。与振幅信号Comp的上升成反比，前馈电路6的前馈电流Iton降低。前馈信号Iton 降低，因此，接通定时器7扩宽Ton信号的时间宽度后输出。结果，第1反馈控制电路1在高边MOSFET 11的导通宽度扩宽的方向上进行控制。 即，第1反馈控制电路1根据由振幅信号生成部生成的振幅信号Cornp进行控制，以便在由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅小于规定值的情况下扩宽主开关元件即高边MOSFET 11的导通宽度。当高边MOSFET 11的导通宽度扩宽时进行如下控制为了使大致由输入电压Vin 和输出电压Vout的比率决定的导通占空比保持恒定，开关频率降低，结果，轻负载时的开关频率Fswl与重负载时的开关频率Fsw2相等。由此，斜波信号的谷电压Valley与基准电压Vl相等，因此，进行控制，以使在第2基准电压REF2中叠加的AREF的振幅也恒定而不依赖于负载电流Iout (图7中的AREFl = Δ REF2)。在反馈电压FB上升，斜波信号的谷电压Valley下降而在Valley与基准电压Vl 之间产生误差的情况下，第2反馈控制电路2内的错误放大器20使振幅信号Comp下降后输出，以便抵消该误差。结果，第1反馈控制电路1在高边MOSFET 11的导通宽度缩窄的方向上进行控制。即，第1反馈控制电路1根据由振幅信号生成部生成的振幅信号Comp进行控制，以便在由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅为规定值以上的情况下，缩窄主开关元件即高边MOSFET 11的导通宽度。当高边MOSFET 11的导通宽度缩窄时进行如下控制开关频率上升，结果，轻负载时的开关频率Fswl与重负载时的开关频率Fsw2相等。由此，斜波信号的谷电压Valley与基准电压Vl相等，因此，进行控制，以使在第2基准电压REF2中叠加的AREF的振幅也恒定而不依赖于负载电流lout (图7中的AREFl = Δ REF2)。这样，针对负载急剧变化等的动态的负载变动，作为主要回路的第1反馈控制电路高速进行响应而不经由错误放大器，由此，将输出电压Vout的变化抑制为最小限度，相反，针对静态的负载变化，使用错误放大器20进行控制以使斜波信号的振幅保持恒定，由此，本实施例的开关电源装置能够在不牺牲控制稳定性的前提下，大幅改善现有问题即负载调节特性。如上所述，根据本发明的实施例1的形式的开关电源装置，在利用ESR较小的输出电容器的情况下也能够进行稳定动作，并且，能够实现良好的负载调节特性。图8、9、10是示出通过电路模拟而取得各特性的结果的图。图8是示出本实施例的开关电源装置中的相对于输出电流的高边MOSFET的导通宽度的图。如图8所示，现有装置将高边MOSFET的导通宽度维持大致恒定而与负载电流无关，与此相对，本发明的开关电源装置进行如下动作伴随负载电流Iout的降低，缩窄高边MOSFET 11的导通宽度HSon。图9是示出本实施例的开关电源装置中的相对于输出电流的开关频率的图。如图 9所示，本实施例的开关电源装置能够使开关频率Fsw保持大致恒定而与负载电流Iout无关。S卩，如在图8中说明的那样，本实施例的开关电源装置进行如下动作伴随负载电流Iout的降低，缩窄高边MOSFET 11的导通宽度HSon，因此，开关频率Fsw的负载电流Iout 依赖性非常小。因此，进行控制以使在第2基准电压REF2中叠加的AREF的振幅也恒定而不依赖于负载电流lout，结果，负载调节特性大幅提高。图10是示出本实施例的开关电源装置中的相对于输出电流的输出电压的图。如图10所示，本实施例的开关电源装置进行控制，以使输出电压Vout大致恒定而与负载电流 Iout的大小无关，与现有装置相比，能够大幅提高负载调节特性。实施例2图11是示出本发明的实施例2的开关电源装置的结构的电路图。与图1所示的实施例1的开关电源装置的结构的不同之处在于，叠加电路北的结构和连接位置。叠加电路北对应于本发明的第2叠加电路，生成与由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅和频率对应的具有负斜率的第3斜波信号，并且，使所生成的第3斜波信号与反馈信号FB叠加而生成第2叠加信号(FB2)。图12是示出本实施例的开关电源装置中的叠加电路北的详细结构的电路图。如图11所示，叠加电路3b由NPN晶体管31b、PNP晶体管32b、电阻33b、NchMOSFETiMb、35b、 电阻38b以及恒流源I2b构成。通过由NPN晶体管31b和PNP晶体管32b实现的缓冲电路对由斜波发生器18输出的斜波信号进行阻抗转换，向PNP晶体管32b的发射极输出电压电平与斜波信号大致相同的Ramp2信号。因此，在电阻33b的两端产生REG-Ramp2的电位差，生成与斜波信号的变化对应的电流信号13。该电流信号13经由由NchMOSFET 34b、3 实现的电流镜电路输出到电阻38b，由此进行电压转换。由此，叠加电路北在电阻38b的低电位侧端子中，针对反馈电压FB叠加与Ramp 成正比的具有负斜率的第3斜波信号，生成第2反馈电压FB2 (对应于本发明的第2叠加信号)，将其输出到反馈比较器4的反转输入端子。并且，本实施例的开关电源装置中的第1反馈控制电路1对由叠加电路北生成的第2叠加信号(FB》与第1基准电压(REF)进行比较，并控制导通定时，以便在第2叠加信号FB2低于第1基准电压REF的情况下，使主开关元件即高边M0SFET11导通。其他结构与实施例1相同，省略重复的说明。接着，说明如上所述构成的本实施方式的作用。叠加电路北中的叠加动作是针对反馈信号FB进行的，而不是针对第1基准电压REF进行的，除此之外，基本动作与实施例1 相同，省略重复的说明。如上所述，根据本发明的实施例2的形式的开关电源装置，能够得到与实施例1相同的效果。即，本实施例的开关电源装置与图1所示的实施例1相比，斜波信号的叠加方法存在差异，但是，能够期待与实施例1相同的负载调节改善效果。进而，本实施例的开关电源装置与图1所示的实施例1相比具有如下优点在叠加电路北的电路结构中，能够简化由PchMOSFET实现的电流镜电路的部分。并且，通常，在对该系统进行LSI化时，反馈电阻Rfbl、Rft2—般为外挂部件，以便能够使输出电压Vout可变，但是，本实施例的开关电源装置能够通过反馈电阻16、17的值的选定方法来调整AFB值，因此，具有通用性提高的优点。产业上的可利用性本发明的开关电源装置能够用作在需要稳定电力供给的电气设备等中使用的开关电源装置。
权利要求
1.一种开关电源装置，其特征在于，该开关电源装置具有主开关元件，其与输入电压连接；斜波信号生成部，其生成与所述主开关元件的开关频率同步的斜波信号；振幅信号生成部，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号；以及控制部，其根据由所述斜波信号生成部生成的斜波信号、大小与输出电压对应的反馈信号和第1基准电压，控制所述主开关元件的导通定时，并且，根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号、所述输入电压和所述输出电压，控制所述主开关元件的导通宽度。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，该开关电源装置具有第1叠加电路，该第1叠加电路生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅和频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并且，使所生成的第2斜波信号与所述第1基准电压叠加而生成第1叠加信号，所述控制部对由所述第1叠加电路生成的第1叠加信号与所述反馈信号进行比较， 并控制导通定时，使得在所述反馈信号低于所述第1叠加信号的情况下所述主开关元件导
3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，该开关电源装置具有第2叠加电路，该第2叠加电路生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅和频率对应的具有负斜率的第3斜波信号，并且，使所生成的第3斜波信号与所述反馈信号叠加而生成第2叠加信号，所述控制部对由所述第2叠加电路生成的第2叠加信号与所述第1基准电压进行比较，并控制导通定时，使得在所述第2叠加信号低于所述第1基准电压的情况下所述主开关元件导通。
4.根据权利要求1 3中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述控制部根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号控制所述主开关元件的导通宽度，使得由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅维持规定值。
5.根据权利要求1 4中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述控制部根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号进行控制，使得在由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅小于规定值的情况下扩宽所述主开关元件的导通宽度， 并且进行控制，使得在由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅为规定值以上的情况下缩窄所述主开关元件的导通宽度。
6.根据权利要求1 5中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述振幅信号生成部具有采样保持电路，其保持由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的谷电压；以及误差放大器，其对由所述采样保持电路保持的谷电压与第2基准电压进行比较，生成与比较结果对应的误差放大信号并作为振幅信号输出。
全文摘要
本发明提供在利用ESR较小的输出电容器的情况下也能够进行稳定动作且负载调节特性良好的开关电源装置。开关电源装置具有高边MOSFET(11)，其与输入电压连接；斜波发生器(18)，其生成与高边MOSFET的开关频率同步的斜波信号；振幅信号生成部(第2反馈控制电路(2))，其生成与由斜波发生器生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号(Comp)；以及第1反馈控制电路(1)，其根据由斜波发生器生成的斜波信号、大小与输出电压对应的反馈信号(FB)和第1基准电压(REF)，控制高边MOSFET的导通定时，并且，根据振幅信号、输入电压(Vin)和输出电压(Vout)，控制高边MOSFET的导通宽度。
文档编号H02M3/155GK102281001SQ20111015554
公开日2011年12月14日 申请日期2011年6月10日 优先权日2010年6月11日
发明者中村胜 申请人:三垦电气株式会社