专利名称：原边反馈控制的开关电源线损补偿系统及方法
技术领域：
本发明属于集成电路技术领域，涉及一种原边反馈控制的开关电源，尤其涉及一种原边反馈控制的开关电源线损补偿系统；同时，本发明还涉及一种原边反馈控制的开关电源线损补偿方法。
背景技术：
电源变换器是电子系统中必不 可少的组件。众所周知，电源变换起包括线形变换器和开关电源变换器两种主要类型，在转换方式上又可以分为隔离式和非隔离式两种类型。开关电源变换器能够实现高转换效率，因而在中到大功率场合得到了广泛的应用，而在小功率场合特别是几瓦以下的系统，以线性变换器为主。近年来，在目前小功率场合，开关电源变换器也开始逐步取代线性变换器，而其中一个重要因素就是开关电源变换器开始在系统成本上逐步接近线性变换器的成本。在目前节能降耗成为潮流的今天，以高效率开关电源变换器替代线性变换器已成大势所趋。在开关电源场合，广泛适用的是隔离式变换器，因为隔离式开关电源变换器可以保护负载免受输入母线的高压冲击和损坏，在电信无线网络、汽车和医疗设备中具备广泛的应用。在隔离式变换器各种拓扑中，由于反激变换器(flyback converter)拓扑无需输出滤波电感，电路结构简单、输出隔离、成本低,在终端设备的应用中占有很高的比例，图I显示了传统的可以应用在充电器场合的隔离式反激变换器应用图，图2为该系统电流电压输出曲线。从图I可以看出，通常隔离式开关电源变换器输出电压的采样信号采用光耦反馈实现输出恒压(CV, Constant VoltageO,包含TL431及其隔离反馈补偿网络,还有次级恒流(CC, Constant Current)控制电路。从图I可知,采用隔离反馈的可以应用在充电器场合的反激变换器电路设计复杂，应用成本较高，不适合应用于小功率场合。近年来在反激变换器拓扑中，出现了原边调制(PSR, Primary Side Regulation)技术，原边调制技术无需次级光耦，T1431，和次级恒流等次级控制电路，所以系统成本大为下降。因为在小功率充电器场合，小体积和低成本是直接需要考虑的因素，比如对于3、5W的手机充电器，电阻的成本都是非常重要的，更不要说PCB的大小以及其他的一些因素。目前市场上已经推出了很多采用原边调制技术的1C，这些IC基于系统工作在不连续模式(DCM, Discontinuous Conduction Mode),采用了不同的恒流恒压(CC/CV)控制，目前已经有很多中外专利和发表的文献描述了不同的实现方式，比如专利CN200810093354. X, CN200610057268. 4,等等，在此就不再——列举。其主要思想如下假定系统在不连续(DCM)模式下工作，其功率传输方程为P = ^LmXl2ptXfs=V0Xl0U)在上述方程中，P为输出功率，Vo和Io分别为系统输出电压和电流，η为系统转换效率，Lm为变压器电感，fs为系统频率，Ipk为每个开关周期内系统电感电流的峰值，在上式中我们假定为原边电感电流的峰值。在DCM模式下，一个开关周期内信号波形图如图3所示。
在图3中，芯片内部需要产生一个消磁信号DEM，记录每次开关周期内变压器电感消磁时间Tdem，利用此信息来做CC/CV控制。假定系统进入CC模式，这时候有
在CC模式下，需要使Io为恒定值，并且此值需要与Vo，Lm,输入线电压都无关。众所周知，在DCM模式下，变压器消磁时间Tdem与输出电压Vo, Lm的关系如下
在上式中，Np与Ns分别为变压器原边与次级的匝数。结合⑵⑶式，有
通过(4)式可知，实现CC有两种方法，一种方法是PFM (Pulse FrequencyModulation)控制,具体实现为使Ipk为固定值,另外使fs与Tdem的乘积为常数。这样Io即为常数，与输出电压Vo，变压器感量Lm，和输入线电压都无关。第二种实现CC的方法为PWM (Pulse Width Modulation),具体实现为，使fs为固定值,另外使Tdem与Ipk的乘积为常数，也就是通过检测到的Tdem信息调制占空比。不管是PFM，还是PWM，都是通过过流保护OCP (Over current protection)来实现,区别就是在PFM中，此过流保护器的比较阈值为固定值；在PWM控制中，此过流保护比较阈值为变化值，受Tdem调制。在这两种实现方法中，都需要对变压器电感电流进行精确检测，否则会导致CC效果变差(根据4式可知)。CC实现后，即可实现CV，只要在Tdem结束前对辅助绕组Naux输出电压的平台区域进行采样(如图3所示的“平台采样”)，在具体实现中，可利用电阻分压采样图I中辅助绕组Naux的电压(在图I中整流二极管Dl之前的绕组电压)，此电压在GATE关断后直到消磁结束前的平台区域的值与输出电压成比例，比例系数为辅助绕组与次级绕组匝数比，即Naux/Ns。利用采样到的电压信息进行CV控制。综上所述，在隔离式原边调制恒流恒压控制器中，需要采样变压器电感消磁信息以在功率控制器内获得消磁脉宽。利用此消磁脉宽信息进行CC/CV处理，方法可以有PFM或者PWM，两者都需要精确检测变压器电感电流以获得精确的CC值。然而采用上述方案及其变化形式而设计的原边控制恒流恒压系统有个重大缺陷在一般情况下，稳压调节是针对负载一个变量而进行调节的。但是在实际应用尤其是手机充电器等领域中，随着电源输出导线的规格不同，长度不同，输出导线的电阻Rcable会很大，它也会引起输出电压的不稳定。如下图所示当输出线缆电阻Rcable存在时，芯片Ul的反馈检测脚FB在Ql关断后检测到的辅助绕组Naux实际平台电压(见图3和图4)为
「00201 Vjm -—————X A，X (Voui + Vd + Iout * RcabIc)
L 」FB R2 十 IG Ns上式中，Iout为输出电流，Vd为输出整流二极管Dl的压降，Naux为辅助绕组匝数，Ns为次级绕组匝数，R2和R3为辅助绕组分压电阻，见图4。所以Vout实际电压为
权利要求
1.一种原边反馈控制的开关电源线损补偿系统，其特征在于，所述系统包括采样保持电路，恒压环路误差放大器、补偿网络，可调低通滤波器，电压电流转换器； 所述采样保持电路、恒压环路误差放大器、可调低通滤波器、电压电流转换器依次连接，电压电流转换器的输出接入采样保持电路，所述补偿网络分别连接恒压环路误差放大器的输入及输出； 所述采样保持电路对辅助绕组进行平台采样，输出电压记为电压VSH ； 电压V_SH通过恒压环路误差放大器与参考电压Vref进行误差比较放大，输出电压Vcomp至可调低通滤波器； 所述可调低通滤波器的控制信号为芯片的PWM输出信号，可调低通滤波器的输出为电压 V_Lpf ； 电压V_Lpf经过电压电流转换器输出线损补偿电流Icable ;线损补偿电流Icable对输出线缆Rcable的压降进行补偿。
2.根据权利要求I所述的原边反馈控制的开关电源线损补偿系统，其特征在于 所述恒压环路误差放大器为跨导放大器Gm ； 所述补偿网络包括串联的补偿电容Ce及补偿电阻Re，对恒压环路误差放大器进行串联补偿； 所述补偿电容Ce的一端接地，另一端连接补偿电阻Re的一端，补偿电阻Re的另一端连接跨导放大器Gm的输出。
3.根据权利要求I所述的原边反馈控制的开关电源线损补偿系统，其特征在于 所述恒压环路误差放大器为固定增益放大器； 所述补偿网络包括第一电阻Rcl、第二电阻Rc2 ;第一电阻Rcl的一端连接参考电压Vref，另一端连接固定增益放大器的负极；第二电阻Rc2的一端连接固定增益放大器的负极，另一端连接固定增益放大器的输出；电压V_SH接入固定增益放大器的正极。
4.根据权利要求I至3之一所述的原边反馈控制的开关电源线损补偿系统，其特征在于 所述可调低通滤波器包括反相器INV1、第一开关SI、第二开关Sib、第一电容Cl、第二电容C2 ； 所述可调低通滤波器的频率点由PWM信号控制；恒压环路误差放大器的输出电压Vcomp与第一开关SI的一端连接,第一开关SI的另一端与第二开关Slb连接； 第一开关SI连接第一电容Cl，第二开关Slb连接第二电容C2 ;第一开关SI、第二开关Slb的控制信号反向，通过反相器INVl来控制；第一开关SI与反相器INVl的一端连接，第二开关Slb与反相器INVl的另一端连接。
5.根据权利要求I至3之一所述的原边反馈控制的开关电源线损补偿系统，其特征在于 所述电压电流转换器包括运算放大器A2、第三电阻Rl、NMOS管M1，以及PMOS管M2、PMOS管M3组成的电流镜； NMOS管Ml的栅极连接运算放大器A2的输出；NM0S管Ml的源极连接第三电阻Rl的一端，第三电阻Rl的同一端连接运算放大器A2的一个输入端； NMOS管Ml的漏极连接PMOS管M2的漏极、栅极，以及PMOS管M3的栅极。
6.一种权利要求I所述原边反馈控制的开关电源线损补偿系统的补充方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤 步骤SI、采样保持电路对辅助绕组进行平台采样，输出电压记为电压V_SH ； 步骤S2、电压V_SH通过恒压环路误差放大器与参考电压Vref进行误差比较放大，输出电压Vcomp至可调低通滤波器； 步骤S3、可调低通滤波器的控制信号为芯片的PWM输出信号，可调低通滤波器的输出为电压V_Lpf ; 步骤S4、电压V_Lpf经过电压电流转换器输出线损补偿电流Icable ;线损补偿电流Icable对输出线缆Rcable的压降进行补偿。
7.根据权利要求6所述的补充方法，其特征在于 所述恒压环路误差放大器为跨导放大器Gm ； 所述补偿网络包括串联的补偿电容Ce及补偿电阻Re，对恒压环路误差放大器进行串联补偿； 所述补偿电容Ce的一端接地，另一端连接补偿电阻Re的一端，补偿电阻Re的另一端连接跨导放大器Gm的输出。
8.根据权利要求6所述的补充方法，其特征在于 所述恒压环路误差放大器为固定增益放大器； 所述补偿网络包括第一电阻Rcl、第二电阻Rc2 ;第一电阻Rcl的一端连接参考电压Vref，另一端连接固定增益放大器的负极；第二电阻Rc2的一端连接固定增益放大器的负极，另一端连接固定增益放大器的输出；电压V_SH接入固定增益放大器的正极。
9.根据权利要求7或8所述的补充方法，其特征在于 所述可调低通滤波器包括反相器INV1、第一开关SI、第二开关Sib、第一电容Cl、第二电容C2 ； 所述可调低通滤波器的频率点由PWM信号控制；恒压环路误差放大器的输出电压Vcomp与第一开关SI的一端连接,第一开关SI的另一端与第二开关Slb连接； 第一开关SI连接第一电容Cl，第二开关Slb连接第二电容C2 ;第一开关SI、第二开关Slb的控制信号反向，通过反相器INVl来控制；第一开关SI与反相器INVl的一端连接，第二开关Slb与反相器INVl的另一端连接。
10.根据权利要求7或8所述的补充方法，其特征在于 所述电压电流转换器包括运算放大器A2、第三电阻Rl、NMOS管M1，以及PMOS管M2、PMOS管M3组成的电流镜； NMOS管Ml的栅极连接运算放大器A2的输出；NM0S管Ml的源极连接第三电阻Rl的一端，第三电阻Rl的同一端连接运算放大器A2的一个输入端； NMOS管Ml的漏极连接PMOS管M2的漏极、栅极，以及PMOS管M3的栅极。
全文摘要
本发明揭示了一种原边反馈控制的开关电源线损补偿系统及方法，所述系统包括采样保持电路，恒压环路误差放大器、补偿网络，可调低通滤波器，电压电流转换器；所述采样保持电路、恒压环路误差放大器、可调低通滤波器、电压电流转换器依次连接，电压电流转换器的输出接入采样保持电路，所述补偿网络分别连接恒压环路误差放大器的输入及输出。本发明提出的原边反馈控制的开关电源线损补偿系统及方法，可应用于原边反馈领域的、无需外部补偿电容或者电阻的线损补偿，可以补偿输出导线的线损压降，从而实现输出电压的恒定。
文档编号H02M3/335GK102801300SQ20121031677
公开日2012年11月28日 申请日期2012年8月30日 优先权日2012年8月30日
发明者林官秋, 叶俊, 李茂 , 职春星 申请人:佛山市南海赛威科技技术有限公司