专利名称：一种具有功率因数校正功能的反激式电源的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种反激式电源，特别是一种具有功率因数校正功能的反激式电源。
背景技术：
传统的液晶显示产品不带功率因数校正电路的开关电源，如
图1所示，在桥式整流电路02输出端(二极管D3、D4负端)直接与大电容C1相连接，这种电路功率因数PF值大约只有45°/Γ55%之间，由于功率因数值低，且流入到大电容C1正端的尖峰脉冲电流较大，产生大量奇次谐波分量，造成对电网的干扰及损害，因而无法使用在输入功率大于75W以上的电气产品。为此，世界各国对功率大于75W的通用电器产品输入的谐波电流做了相关限定,故一般输入大于75W的电气产品，其电源电路内部往往需要加一个功率因数校正功能的电路(简称=PFC电路)来提升电源输入端的功率因数及降低电源产品输入的电流谐波量。现有，液晶显不广品开关电源中所使用的功率因数校正电路03,如图2所不，但是该功率因数校正电路03结构复杂，采用的电子零件繁多，设计成本高，使所设计的产品在价格方面竞争力下降。而对于大于75W的电源适配器产品，其内部空间往往有限，若采用现有现功率因数校正电路03，由于现有功率因数校正电路03电子零件数较多，会造成零件摆放难度加大，从而可能造成电源适配器产品开发周期变长，且产品可靠性方面往往会降低。
发明内容本实用新型的目的是为了提供结构简单，设计制造成本低的一种具有功率因数校正功能的反激式电源。为了实现上述目 的，本实用新型采用如下技术方案一种具有功率因数校正功能的反激式电源，用在液晶显示产品上，其包括交流电源、滤波电路、桥式整流电路、大电容C1、反激式变压器、输出整流电路、输出滤波电路、MOS管Q1、控制芯片、反馈电路和供电电路；所述交流电源与滤波电路输入端连接，滤波电路输出端与桥式整流电路输入端连接，MOS管Q1、供电电路分别与控制芯片连接；所述反激式变压器的次级侧绕组Ns —端接变压器次级侧地，另一端与输出整流电路的输入端连接，输出整流电路的输出端与输出滤波电路的输入端连接，反馈电路分别与输出滤波电路和控制芯片连接，所述桥式整流电路和大电容C1之间设有功率因数校正电路，所述功率因数校正电路包括一个电感L1和三个二极管D5、D6和D7 ;桥式整流电路输出端与大电容C1正端之间串接电感L1和二极管D5,且二极管D5负端与大电容C1正端连接，二极管D5正端与电感L1 一端连接，在电感L1另一端与大电容C1正端之间串接二极管D7,所述二极管D7正端与电感L1另一端连接，二极管D7负端与大电容C1正端连接；所述反激式变压器初级侧绕组Np分为串联的绕组Npi和NP2，在二级管D5正端与绕组Npi和Np2的抽头端之间连接一个二极管D6, 二极管D6负端与绕组Npi和Np2的抽头端连接，二级管D6正端与二极管D5正端连接，所述绕组Npi非抽头端与电容C1正端连接，大电容C1负端接变压器初级侧地，所述绕组Np2的非抽头端与MOS管Q1连接。所述桥式整流电路包括DpD2、D3和D4四个二极管，二极管D3正端、二极管D1负端与滤波电路的一输出端连接，二极管队正端、二极管D2负端与滤波电路的另一输出端连接，二极管Dp D2正端接变压器初级侧地。所述电感L1另一端与桥式整流电路中二极管D3、D4负端连接。所述绕组Np2的非抽头端与MOS管Q1漏极连接，MOS管Q1栅极与控制芯片的脉宽调制输出引脚连接，MOS管Q1的源极与电流侦测电阻R1 —端、控制芯片的电流侦测引脚连接，电流侦测电阻R1另一端接变压器初级侧地。所述反馈电路一端与输出滤波电路连接，另一端与控制芯片的输出反馈引脚连接。 所述供电电路与控制芯片的供电引脚连接。所述滤波电路为EMI滤波电路。所述控制芯片为PWM控制芯片。采用以上技术方案，本实用新型在桥式整流电路和大电容C1之间设有功率因数校正电路，该电路利用一个电感和三 个二级管组成一个结构简单的电路，该电路可以将功率因数提高到759Γ90%，而且电子零件少，电路结构简单，降低了设计和生产成本。
以下结合附图对本实用新型作进一步详细的说明图1是传统的不带有功率因数校正功能的反激式电源的电路原理图；图2是现有的液晶显示产品中开关电源所使用的功率因数校正电路原理图；图3是本实用新型一种具有功率因数校正功能的反激式电源的电路原理图；图4是传统的不带有功率因数校正功能的反激式电源的交流输入的电压和电流波形图；图5是本实用新型具有功率因数校正功能的反激式电源的交流输入的电压和电流波形图。
具体实施方式
根据图3所示，一种具有功率因数校正功能的反激式电源，用在液晶显示产品上，其包括交流电源7、滤波电路1、桥式整流电路2、大电容C1、反激式变压器10、输出整流电路
4、输出滤波电路5、MOS管Q1、控制芯片8、反馈电路6和供电电路9 ;所述交流电源7与滤波电路I输入端连接，滤波电路I输出端与桥式整流电路2输入端连接，MOS管Q1、供电电路9分别与控制芯片8连接；所述反激式变压器10的次级侧绕组Ns —端(Ns绕组的非打点端)接变压器次级侧地，另一端(Ns绕组的打点端)与输出整流电路4的输入端连接，输出整流电路4的输出端与输出滤波电路5的输入端连接，反馈电路6分别与输出滤波电路5和控制芯片8连接，所述桥式整流电路2和大电容C1之间设有功率因数校正电路3，所述功率因数校正电路3包括一个电感L1和三个二极管D5、D6和D7 ;桥式整流电路2输出端与大电容C1正端之间串接电感L1和二极管D5,且二极管D5负端与大电容C1正端连接，二极管D5正端与电感L1 一端(302端)连接，电感L1另一端(301端)与桥式整流电路2输出端连接，电感L1另一端(301端)与大电容C1正端之间串接二极管D7，所述二极管D7正端与电感L1另一端(301端)连接，二极管D7负端与大电容C1正端连接，D7 二极管的作用是让该开关电源通电时或做快速开关电源时，由于该开关电源输入电压与大电容Cl存在较大的压差，使得开关电源输入端产生一冲击电流通过D7 二极管向大电容Cl充电，以阻止电感LI在该开关电源通电时或做快速开关电源时产生饱和导通问题；所述反激式变压器10初级侧绕组Np分为串联的绕组Npi和NP2，在二级管D5正端与绕组Npi和Np2的抽头端之间连接一个二极管D6, 二极管D6负端和与绕组Npi和Np2的抽头端连接，二级管D6正端与二极管D5正端连接，所述绕组Npi非抽头端(绕组Npi的非打点端)与电容Cl正端连接，大电容C1负端接变压器初级侧地，所述绕组Np2的非抽头端(绕组Np2的打点端)与MOS管Ql连接。所述桥式整流电路2包括D1、D2、D3和D4四个二极管，二极管D3正端、二极管D1负端与EMI滤波电路I的一输出端(L端)连接，二极管D4正端、二极管D2负端与滤波电路I的另一输出端(N端)连接，二极管Dp D2正端接变压器初级侧地。所述电感L1另一端(301端)与桥式整流电路2中二极管D3、D4负端连接。所述反激式变压器10的绕组Np2的非抽头端(绕组Np2的打点端)与MOS管Ql漏极连接，MOS管Ql栅极与控制芯片8的脉宽调制输出引脚连接，MOS管Ql的源极与电流侦测电阻R1 —端、控制芯片8的电流侦测引脚连接，电阻R1另一端接变压器初级侧地。所述反馈电路6 —端与输出滤波电路5连接，另一端与控制芯片8的输出反馈引脚连接。所述供电电路9与控制芯片8的供电引脚连接。所述滤波电路I为EMI滤波电路。所述控制芯片8为PWM控制芯片。以下为本实用新型`的动作原理1、当MOS管Q1导通(turn on)时，大电容C1正端的电压V4全部加在反激式变压器10的Np绕组(包含绕组Npl和Np2)上，此时反激式变压器10的绕组Np1、Np2和次级侧绕组Ns的非打点端电位极性为“ + ”，打点端电位极性为并在D6 二极管负端产生一电压
V3=V4^Np2/ (Npl+Np2) =V4*Np2/Np,其中Npl表示绕组Npl圈数；Np2表示绕组Np2圈数；Np表示绕组Npl和Np2总圈数⑴若二极管D3、D4负端电压Vi>V3+Vf (D6)，则电感L1产生一电流Ili ( t) = Ili ( t0 ) +^*t,其中IU (t0)为电感 L1 在 MOS 管 Q1 导通瞬间的初使电流，Iu (t0) ^ 0A, t ^ Ton (M0S管Ql每一周期的导通时间)，LI为电感L1电感量，Vf (D6)为二极管D6正向导通电压，此时电感L1开始储能，该电感LJOl端电位极性为“ +，，,该电感^302端电位极性为该电流Iu (t)路径为电感L1 — 二极管D6正端一二极管D6负端一绕组Np2非打点端一绕组Np2打点端—MOS管Q1漏极一MOS管Q1源极该电流Iu (t)流经反激式变压器10的绕组Np2时，反激式变压器10开始做储能动作，将电流Iu (t)转化为磁能存储在反激式变压器10的气隙(Gap)当中，同时大电容Cdf产生另一电流Ici (t) = [Hgap*Xgap+HL*XL-Np2*IL1 (t) ] /Np,其中H_ 为反激式变压器 10 气隙中的磁场强度，Xgap为气隙长度，Hl为反激式变压器10磁芯中的磁场强度，Xl为反激式变压器10磁芯长度，该电流Ia (t)路径为大电容C1正端一绕组Npl非打点端一绕组Npl打点端一绕组Np2非打点端一绕组Np2打点端一MOS管Q1漏极一MOS管Q1源极该电流Ia⑴流经反激式变压器10的绕组Npl、Np2时，同样的也将电流Ia⑴转化为磁能储存在反激式变压器10的气隙当中，故当MOS管Q1导通(turn on)后经过Ton时间，反激式变压器10存储的能量为Wn = l/2*LNp2*IL1 (Ton) 2+1/2*LNp*Ic1 (Ton)2;Lnp2为反激式变压器10的绕组Np2的电感量，Lnp为反激式变压器10的绕组Npl+Np2的电感量。同时电感L1中存储 的能量为WL1 = 1/2*L1*IU (Ton) 2LI为电感L1的电感量②若Vi〈V3+Vf (D6),则电感L1不做任何能量存储并且无能量输入到反激式变压器10当中，此时反激式变压器10完全通过大电容C1正端提供电能进行存储，并在反激式变压器10的初级侧绕组Np(Np=Np1+Np2)产生一电流Inp (t)，路径为大电容C1正端一绕组Npl非打点端一绕组Npl打点端一绕组Np2非打点端一绕组Np2打点端一MOS管Q1漏极一MOS管Q1源极其INp⑴电流大小为Inp (t) =Inp0+ (V4/LNp) *t，其中1_为反激式变压器10绕组Npl和Np2上的初始电流，Inp0 ^ 0A, Lnp为反激式变压器10初级侧绕组Np的电感量，故当MOS管Ql导通(turn on)后经过Ton时间，反激式变压器10存储的能量为Wn = l/2*LNp*INp(Ton)22103管％截止(turn off )时，反激式变压器10所有绕组的打点端与非打点端的电位极性反转，即反激式变压器10的绕组Np1、Np2和次级侧绕组Ns的非打点端电性由“ + ”变为打点端电性由变为“ + ”，由于反激式变压器10的次级绕组Ns的打点端与输出整流电路4的输入端连接，故反激式变压器10气隙中存储的能量从次级侧绕组Ns释放出来，经输出整流电路4整流后再经过输出滤波电路5进行滤波后得到一输出电压为Vout的直流电，同时电感L1两端电极性反转，即=L1电感301端电位极性由“ + ”变为“_”，该1^电感302端电位极性由变为“ + ”，此时二极管D6负端电压V3=V4+Vout*Npl/Ns大于大电容C1正端V4电压，故电感L1将存储的能量经二极管D5提供给大电容C1正端进行充电。D6 二极管负端在MOS管Q1导通(turn on)时产生一电压V3=V4*Np2/ (Np1+Np2) =V4*Np2/Np,可通过调整Npl与Np2圈数比例来控制V3电压大小，当n=Npl/Np2比值越大时，V3=V4*Np2/ (Np1+Np2) =V4*/ (n+1)电压越小，而当桥式整流电路2输出端电压V1只要大于V3,则电感L1就会在MOS管Q1导通Ton时间内从交流电源7中取得电能并转化为磁能存储在电感L1中，同时电感L1中的电流通过反激式变压器10的绕组Np2将电能转化为磁能存储在反激式变压器10的铁芯气隙当中，而V3越小，则桥式整流电路2输出端电压V1也只需较小的电压就能使电感L1在MOS管Q1导通期间进行储能，这就使得交流电源7输入的每半个工频周期内的电流导通时间变长，也即交流电源7输入的电流导通角增大，使得该电源产品的功率因数得到较大的提高与改善，使所设计出来电源产品的谐波分量大大减小，从而避免了较大功率的电源产品产生较大的电流谐波分量造成电网系统受到污染问题。图4为图1传统的不带有功率因数校正功能的反激式电源电路的交流输入的电压和电流波形，其在交流工频的半周期内电流导通时间At很小，且其电流脉冲尖峰电流很大。图5为本实用新型图3对应的交流输入的电压和电流波形，其在交流工频的半周期内电流导通时间At较大，且其电流脉冲尖峰电流较小。该具有功率因数校正功能的反激式电源可以将功率因数提高至75°/Γ90%，且在正常工作时由于反激式变压器10电能由电感L1和大电容仏共同提供的，故对于较大功率(如90w)的反激式开关电 源，其大电容C1仍可使用容值较小的电容。
权利要求1.一种具有功率因数校正功能的反激式电源，用在液晶显示产品上，其包括交流电源、滤波电路、桥式整流电路、大电容C1、反激式变压器、输出整流电路、输出滤波电路、MOS管Q1、控制芯片、反馈电路和供电电路；所述交流电源与滤波电路输入端连接，滤波电路输出端与桥式整流电路输入端连接，MOS管Q1、供电电路分别与控制芯片连接；所述反激式变压器的次级侧绕组Ns —端接变压器次级侧地，另一端与输出整流电路的输入端连接，输出整流电路的输出端与输出滤波电路的输入端连接，反馈电路分别与输出滤波电路和控制芯片连接，其特征在于所述桥式整流电路和大电容C1之间设有功率因数校正电路，所述功率因数校正电路包括一个电感L1和三个二极管D5、D6和D7 ;桥式整流电路输出端与大电容C1正端之间串接电感L1和二极管D5,且二极管D5负端与大电容C1正端连接，二极管D5正端与电感L1 一端连接，在电感L1另一端与大电容C1正端之间串接二极管D7,所述二极管D7正端与电感L1另一端连接，二极管D7负端与大电容C1正端连接；所述反激式变压器初级侧绕组Np分为串联的绕组Npi和NP2，在二级管D5正端与绕组Npi和Np2的抽头端之间连接一个二极管D6, 二极管D6负端与绕组Npi和Np2的抽头端连接，二级管D6正端与二极管D5正端连接，所述绕组Npi非抽头端与电容C1正端连接，大电容C1负端接变压器初级侧地，所述绕组Np2的非抽头端与MOS管Q1连接。
2.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于所述桥式整流电路包括DpD2、D3和D4四个二极管，二极管D3正端、二极管D1负端与滤波电路的一输出端连接，二极管D4正端、二极管D2负端与滤波电路的另一输出端连接,二极管DpD2正端接变压器初级侧地。
3.根据权利要求2所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于所述电感L1另一端与桥式整流电路中二极管D3、D4负端连接。
4.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于所述绕组Np2的非抽头端与MOS管Q1漏极连接，MOS管Q1栅极与控制芯片的脉宽调制输出引脚连接，105管％的源极与电流侦测电阻&一端、控制芯片的电流侦测引脚连接，电流侦测电阻R1另一端接变压器初级侧地。
5.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于所述反馈电路一端与输出滤波电路连接，另一端与控制芯片的输出反馈引脚连接。
6.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于所述供电电路与控制芯片的供电引脚连接。
7.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于所述滤波电路为EMI滤波电路。
8.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于所述控制芯片为PWM控制芯片。
专利摘要本实用新型公开了一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其用在液晶显示产品上，其包括交流电源、滤波电路、桥式整流电路、大电容C1、反激式变压器T1、输出整流电路、输出滤波电路、MOS管Q1、控制芯片、反馈电路和供电电路，在桥式整流电路和大电容C1正端之间设有功率因数校正电路，该电路可以将功率因数提高至75%~90%，而且涉及的电子零件较少，结构简单，设计制造成本低。
文档编号H02M3/335GK202906742SQ20122051295
公开日2013年4月24日 申请日期2012年9月29日 优先权日2012年9月29日
发明者余祚尚, 肖荣军 申请人:福建捷联电子有限公司