本发明涉及一种感应电动机的控制方法，尤其涉及一种感应电动机的V/F控制方法。
背景技术：
感应电动机又称异步电动机，是一种由定子绕组形成的旋转磁场与转子绕组中感应电流的磁场相互作用而产生电磁转矩驱动转子旋转的交流电动机。感应电动机的等效电路如图1所示。
在进行感应电动机调速时，通常要保持气隙磁通为额定值不变。如果磁通太弱，电动机的铁芯没有得到充分利用，不能输出大转矩；如果磁通太大，又会使电动机铁芯饱和，导致励磁电流过大，严重时会损坏电机。因此，必须以保持气隙磁通恒定为前提来进行变频调速控制。
根据电机学原理，三相感应电动机定子每相电势的有效值为
|es|＝4.44flNskNsψm (1-1)
式中
es表示气隙(或互感)磁通在定子每相绕组中的感应电动势幅值；
fl表示当前运行频率或定子电流频率；
Ns表示定子每相绕组串联匝数；
kNs表示定子基波绕组系数；
ψm表示每极气隙磁通幅值。
由式(1-1)可知，只要控制：
就可以保持气隙磁链恒定。由于基于气隙磁通的反电动势无法直接测到，通常用定子电压来代替，也就是：
其中|us|为定子电压us的幅值，这就是著名的V/F控制原理，通过频率来改变转速，保持|us|/fl不变来维持磁链恒定。
基本的V/F控制如图2所示。设定频率后，根据V/F曲线设定电压幅值，然后通过PWM调制控制逆变器输出三相交流电压，控制电机运行。基本V/F具体控制方法如图3所示。其中为根据用户设定频率得到的角速度。根据前文所述，要保持|Us|fl不变来维持磁链恒定，只需要保持Ub/ωb值不变即可(Ub代表电压基值，ωb代表角频率基值)。因此，乘以Ub/ωb得到需要给定的定子电压。上面对进行积分得到定子电压矢量旋转角θ。由此两个量作坐标变换(包括旋转正交坐标系dq到静止两相正交坐标系αβ的变换和两相正交坐标系αβ到三相ABC坐标系间的变换)，变换后得到三相定子相电压UA、UB、UC经电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术输出6路PWM波形。此6路PWM波控制三相逆变器的开关管，实现对感应电机的控制。
理想状态下运行的电机是不存在振荡问题的。但是由于以下几方面的原因，使得变频器控制电机时，输出电流出现振荡。
1）PWM波形输出中，除了基波分量外还包括低、高次谐波，谐波电流会产生转矩脉动特别是在低频时，由于电机及机械负载转动惯量小，转速脉动偏大容易发生振荡。
2）死区因素。由于变频器中为防止逆变器桥臂直通而设置的死区时间，死区时间对基波电压有影响，增加了低次谐波分量，引起电流的失真，特别是在电机空载时。因此空载时容易产生振荡。
3）由于V/F控制属于电流开环控制，没有根据反馈的电流进行闭环控制，电流出现微小的波动时，不能作出相应的调整，电流波动越来越大最终导致电流振荡，直至变频器报警。
根据上文所述，V/F控制属于开环控制，电流出现微小波动时需要对其输出进行调整。目前，对电机的振荡电流进行抑制的方法主要集中在微调电压输出和微调频率输出两个方向。
微调电压输出抑制振荡的具体的实现过程是将采样得到输出的无功电流或者是有功电流，设置合适的截止频率，通过滤波器提取谐振分量，根据谐振分量得到电压的补偿量。具体而言是提取定子电流的扰动分量，加在给定的定子电压上做补偿。
微调频率输出抑制振荡的具体的实现过程是将采样得到输出的无功电流或者是有功电流，设置合适的截止频率，通过滤波器提取谐振分量，然后根据要求乘以不同的倍数，得到谐振分量的频率补偿量。具体而言是提取定子电流的扰动分量，加在给定频率端做补偿。
现有技术中的微调频率输出抑制振荡的方法中，由于无功电流和有功电流均乘以同一系数，可调的参数仅为该增益系数和滤波器的截止频率，制约了抑制振荡控制方法的效果。
技术实现要素：
本发明的目的在于提供一种能够进一步提高抑制振荡效果的感应电动机V/F控制方法。
本发明提供了一种感应电动机的V/F控制方法，包括：
1）提取无功电流和有功电流，分别对它们做微分处理后得到无功电流微分量和有功电流微分量；
2）将无功电流微分量和有功电流微分量分别乘以预设的第一系数和第二系数；
3）将乘以所述第一系数的无功电流微分量和乘以所述第二系数的有功电流微分量取和；
4）将步骤3）取和的结果进行低通滤波，得到补偿量；
5）将补偿量叠加到原始给定角频率，以进行V/F控制。
根据本发明提供的控制方法，其中所述第一系数和第二系数相同。
根据本发明提供的控制方法，其中所述第一系数和第二系数不同。
根据本发明提供的控制方法，其中步骤5）中将所述补偿量叠加到所述原始给定角频率后得到输出角频率，对所述输出角频率进行积分得到定子电压矢量旋转角。
根据本发明提供的控制方法，其中保持电压基值与角频率基值的比值不变，使该比值乘以所述原始给定角频率得到需要给定的定子电压。
本发明还提供一种感应电动机的V/F控制装置，包括：
微分装置，用于对提取到的无功电流和有功电流分别进行微分处理得到无功电流微分量和有功电流微分量；
系数处理装置，用于将所述无功电流微分量和所述有功电流微分量分别乘以预设的第一系数和第二系数；
取和装置，用于将乘以所述第一系数的无功电流微分量和乘以所述第二系数的有功电流微分量取和；
低通滤波器，用于将取和装置输出的结果进行低通滤波，得到补偿量；
叠加装置，用于将所述补偿量叠加到原始给定角频率，以进行V/F控制。
根据本发明提供的控制装置，其中所述第一系数和第二系数相同。
根据本发明提供的控制装置，其中所述第一系数和第二系数不同。
根据本发明提供的控制装置，其中所述叠加装置将所述补偿量叠加到所述原始给定角频率，然后得到输出角频率，对所述输出角频率进行积分得到定子电压矢量旋转角。
本发明提供的控制方法中，由于在进入滤波器之前可乘以两个独立变化的系数，可灵活选取不同系数值，使抑制振荡效果最佳。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1为感应电动机的等效电路；
图2为V/F控制方法的示意图；
图3为具体的V/F控制方法的流程示意图；
图4根据本发明的实施例的控制方法的流程示意图；
图5为电机未加抑制振荡的V/F控制方法的主导极点分布图；
图6为采用了根据本发明的抑制振荡的V/F控制方法后的主导极点分布图；
图7为15KW电机在未采用和采用根据本发明的控制方法的电流和母线电压波形的对比图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本实施例提供一种感应电动机的V/F控制方法，其控制框图如图4所示，包括如下步骤：
1）提取无功电流和有功电流分别对它们做微分处理后得到无功电流的微分量和有功电流的微分量
2）将无功电流的微分量和有功电流的微分量分别乘以系数Kd和Kq，其中Kd和Kq可以互相独立变化；
3）将Kd和Kq取和后，通过滤波器进行低通滤波，其中ωc为截止频率，经过滤波处理后得到实时旋转角频率的补偿量Δω；
4）将补偿量Δω叠加到原始给定角频率(V/F控制中用户设置的角频率)，得到最终输出的角频率ωe，对ωe进行积分得到定子电压旋矢量转角θ，另外，同时保持Ub/ωb值不变(Ub代表电压基值，ωb代表角频率基值)，使乘以Ub/ωb得到需要给定的定子电压
5）对定子电压矢量旋转角θ和定子电压这两个量作旋转坐标变换(包括旋转正交坐标系dq到静止两相正交坐标系αβ的变换和两相正交坐标系αβ到三相ABC坐标系间的变换)；
6）将步骤5）变换后得到三相定子相电压UA、UB、UC经电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术输出6路PWM波形，此6路PWM波控制三相逆变器的开关管，实现对感应电机的控制。
因为此种为基于频率调整的抑制振荡方法，不能影响输出电压。因此为了不影响输出电压，仍然根据的原始给定角频率值来得到输出电压值。
本实施例提供的感应电动机的V/F控制方法中，将提取到的无功电流isd和有功电流isq分别做微分处理后，再根据需求可以直接灵活地乘以不同的系数Kd和Kq，取两个量的和通过滤波器滤波后，得到实时旋转角频率的补偿量Δω，将补偿量Δω叠加到原始给定角频率，然后积分得到定子电压矢量旋转角θ。由于在进入滤波器之前可乘以两个系数，变量的数目更多，变化更灵活，因此可进一步提高抑制振荡的效果。
本发明还提供了一种感应电动机的V/F控制装置，包括：
数据处理装置Kds和Kqs，包括微分装置和系数处理装置，其中微分装置用于对提取到的无功电流和有功电流分别进行微分处理得到无功电流微分量和有功电流微分量，系数处理装置用于将无功电流微分量和有功电流微分量分别乘以预设的第一系数和第二系数；
取和装置，用于将乘以第一系数的无功电流微分量和乘以第二系数的有功电流微分量取和；
低通滤波器，用于将取和装置输出的结果进行低通滤波，得到补偿量；
叠加装置，用于将补偿量叠加到原始给定角频率，以进行V/F控制。
如本领域技术人员公知的，该V/F控制装置可以由本领域已知的多种手段实现，例如硬件、软件、或软硬件的结合。
为了验证本实施例提供的方法抑制振荡效果，下文中提供了Matlab仿真结果。
Matlab仿真建立在以电压定向为基础进行分析，由于定子电压是通过逆变器给定的，电压定向的准确性可以保证，这样分析的结果更具参考意义。电机的运行的状态可以根据电机运行的动态数学模型来判断。一个5阶的电机运行的状态方程包含所有的电机运行的相关信息。
根据电机运行的状态方程得到电机的小信号数学模型方程，通过求解小信号矩阵的极点来判断系统是否稳定。如果极点都落在坐标系的负半轴内，说明系统是稳定的。
小信号模型
5阶的电机运行方程，包含所有的电机运行的相关信息：
小信号模型：
(1-5)
简化(1-7)可以得到：
此时(1-5)可以表述为：
(1-9)
公式(1-9)重新表述为：
(1-10)
上述公式中，各符号的含义为：
——电机定子电流；
——电机转子磁链；
ωr——电机转子转速；
Rs——电机定子电阻；
Rr——电机转子电阻；
Ls——电机定子电感；
Lr——电机转子电感；
Lm——电机互感；
σ——电机漏磁系数，
ωe——电机同步转速；
——给定转速；
τr——电机转子电磁时间常数，τr＝LrRr；
Np——电机极对数；
J——电机转动惯量；
TL——负载转矩；
ΔTL——负载转矩微分；
——电机定子电压；
——电机定子电流微分；
——电机转子磁链微分；
Δωr——电机转子转速微分；
Δωe——电机同步转速微分；
——电机定子电流小信号扰动；
小信号方程根求解分析
根据分析得到电机运行小信号方程，通过求解此小信号矩阵的特征根，通过分析系统特征根的分布来判断系统是否稳定。如果极点都落在坐标系的负半轴内，说明系统是稳定的。
当然为了简单明了，在作仿真分析时往往也采用另一种分布图，即速度和转矩等高线分布图来说明系统是否稳定，如果在要求的速度范围内，特征根全部为负数则说明系统是稳定的。
在仿真分析中，分别分析了15KW电机在未加抑制振荡和加抑制振荡的效果。电机未加抑制振荡的V/F控制方法的主导极点分布图如图5所示。主导极点分布图表明：当系数Kd和Kq等于0时，系统在110-185rad/s（17.5Hz～29.4Hz）下不稳定。
15KW电机在采用了本发明的抑制振荡的V/F控制方法后的主导极点分布图如图6所示。该主导极点图表明：当系数Kd＝0.1，Kq＝0.05，滤波器截止频率为10Hz(ωc＝62.8rad/s)时，系统在0Hz～50Hz整个范围稳定。这说明本发明提供的控制方法可有效地抑制电机的振荡。
基于实验验证抑制振荡效果
图7示出了15KW电机在未采用（图7中的左半部分）和采用（图7中的右半部分）根据本实施例的控制方法的电流和母线电压波形的对比图，通过比较可以看出，本发明提供的控制方法可有效地抑制电机的振荡。
上述实施例中，由于在进入滤波器之前可乘以两个独立变化的系数Kd和Kq（系数Kd和Kq可以相同也可以不同），变量的数目更多，变化更灵活，可进一步提高抑制振荡的效果。
最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。