开关电源装置制造方法
【专利摘要】本发明的开关电源装置，包括：串联谐振电路，该串联谐振电路由绝缘变压器(T)的漏电感和电容器(C)形成；第1开关元件(Q1)，该第1开关元件(Q1)将被进行他激励振荡动作的驱动控制电路所驱动并将直流输入电压(Vin)施加于串联谐振电路；以及第2开关元件(Q2)，该第2开关元件(Q2)与串联谐振电路并联连接，在第1开关元件截止时，利用所述绝缘变压器的辅助线圈(P2)所生成的电压被导通驱动。特别是其特征在于，设置有阈值设定电路，该阈值设定电路根据直流输入电压(Vin)改变设定于线圈检测电路的线圈阈值电压(VWth)，并对所述第1开关元件(Q1)的导通时刻进行适当设定，该线圈检测电路检测出绝缘变压器的三级线圈(P3)所产生电压的极性反转并输出线圈检测信号。
【专利说明】
开关电源装置
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种能提高功率转换效率的开关电源装置。
【背景技术】
[0002]作为用于各种电子设备的开关电源装置已知有谐振型整流器。该谐振型整流器通过将直流电压源经由电容器与绝缘变压器的一级线圈连接而构成。通过该绝缘变压器的漏电感和所述电容器形成直流谐振电路。所述谐振型整流器采用被互补地导通、截止驱动的第I和第2开关元件，来控制流过所述串联谐振电路的电流，从所述绝缘变压器的二级线圈侧得到经升降压的直流电压。
[0003]例如专利文献1、2中，提出了这种开关电源装置中的软开关技术。该软开关技术在所述各开关元件上施加的电压为零(O)时，或是流过电感的电流为零(O)时，通过导通所述开关元件，可大大降低该开关元件的损耗。另外在所述开关电源装置中，也提出了复合振荡型电流谐振整流器，该复合振荡型电流谐振整流器使所述串联谐振电路进行电流谐振动作。该复合振荡型电流谐振整流器，在利用驱动信号使第I开关元件被他激振荡动作的同时，利用所述绝缘变压器的辅助线圈生成的电压，使所述第2开关元件被自激振荡动作，该驱动信号的脉宽根据输出电压被控制。
[0004]该种谐振型开关电源装置包括串联谐振电路，该串联谐振电路例如图5所示那样直流电压源B经由电容器C与绝缘变压器T的一级线圈Pl连接，由该绝缘变压器T的漏电感和所述电容器C形成。所述绝缘变压器T的一级线圈Pl串联连接第I开关元件Ql，被他激振荡动作的驱动控制电路A驱动，来自所述直流电压源B的直流输入电压Vin施加于所述串联谐振电路。所述驱动控制电路A例如由电源IC构成。另外与所述串联谐振电路并联连接的第2开关元件Q2，在所述第I开关元件Ql截止时被所述驱动控制电路A导通驱动，形成所述串联谐振电路的谐振电流通路。这些第I和第2开关元件Ql、Q2由例如高耐压的η型MOS-FET构成。
[0005]所述绝缘变压器T的二级线圈S1、S2生成的电力通过二极管Dl、D2和输出电容器Cout构成的输出电路，被整流、平滑，作为输出电压Vout提供给未图示的负载。通过这些电路部来构建谐振型功率转换装置主体。另外所述输出电路中得到的输出电压Vout，具体而言该输出电压Vout和输出电压设定值的偏差由输出电压检测电路VS来检测，经由光电耦合器PC作为FB电压反馈至所述驱动控制电路A。反馈至该驱动控制电路A的FB电压供对所述第I和第2开关元件Q1、Q2进行导通、截止驱动的输出控制信号的脉宽调制，由此使所述输出电压Vout稳定。此外，从所述直流电压源B提供的直流电力由输入电容Cin进行滤波，之后作为输入电压Vin向该开关电源装置供电。
[0006]在这里所述驱动控制电路A如图6中的简要结构所示以控制电路2、线圈检测电路3和驱动信号生成电路4作为主体而构成。所述输出控制电路2由PWM控制电路组成，该PWM控制电路将从所述输出电压检测电路VS反馈来的反馈信号FB所对应的脉宽的输出控制信号作为PWM信号而生成。另外所述线圈检测电路3对所述绝缘变压器T的三级线圈P3上生成的电压极性进行判定并输出线圈检测信号VW。所述驱动信号生成电路4依据所述线圈检测信号VW和所述输出控制信号，生成被脉宽控制的所述第I开关元件Ql的驱动信号。
[0007]此外，图6中的标号5为驱动放大器，其作为接收所述驱动信号生成电路4输出的驱动信号，并驱动所述第I开关元件Ql的驱动电路。另外标号6为内部电源电路，其接收施加于驱动控制电路A的驱动电压VCC，生成使所述输出控制电路2、所述线圈检测电路3和所述驱动信号生成电路4动作所需的内部电压VDD。
[0008]对具有上述结构的开关电源装置即复合振荡型电流谐振整流器的动作进行简单的说明。该复合振荡型电流谐振整流器中，所述第2开关元件Q2为截止状态时，通过使所述第I开关元件Ql导通从而电流流过所述串联谐振电路。若在该状态下使所述第I开关元件Ql截止，则利用所述串联谐振电路的电感上流通的电流向所述第I开关元件Ql的未图示的寄生电容充电。同时利用所述电流使所述第2开关元件Q2的未图示的寄生电容放电。
[0009]并且，当充电到所述第I开关元件Ql的寄生电容的电压到达所述直流输入电压Vin时，通过将所述第2开关元件Q2导通使该第2开关元件Q2的零电压开关被实现。伴随该第2开关元件Q2导通，这次储存在所述电容器C中的电能源经由所述第2开关元件Q2流动。由此所述串联谐振电路的电感上流动的电流发生反转。
[0010]之后，使所述第2开关元件Q2截止，这次利用上述反转后的电流，所述第2开关元件Q2的寄生电容被充电。同时利用该电流使所述第I开关元件Ql的寄生电容放电。然后，根据所述三级线圈P3上生成的电压极性反转而检测出充电到所述第2开关元件Q2的寄生电容的电压达到零(O)电压。通过在该检测时刻使所述第I开关元件Ql导通，从而该第I开关元件Ql的零电压开关被实现。通过使所述第I开关元件Ql导通，所述串联谐振电路的电流发生反转并再次经由所述第I开关元件Ql流动。
现有技术文献专利文献
[0011]专利文献1:美国专利第5886884号说明书专利文献2:美国专利第7391194号说明书
【发明内容】
发明所要解决的技术问题
[0012]这里所述线圈检测电路3包括:例如图7所示那样被串联连接的两个分压电阻Rl、R2和比较器7。所述分压电阻Rl、R2对所述内部电压VDD或驱动电压VCC进行分压并设定线圈阈值电压VWth。所述比较器7对所述线圈阈值电压VWth和所述绝缘变压器T的三级线圈P3生成的线圈电压进行比较。然后，所述比较器7在所述线圈电压超过所述线圈阈值电压VWth时，将此作为线圈电压极性发生反转，输出线圈检测信号W。
[0013]这里所述线圈阈值电压VWth基于该开关电源装置的规格被预先设定。为此，在因例如构成开关电源装置的元器件的长年老化、特性偏差等而导致所述直流输入电压Vin发生变化的情况下，线圈检测信号VW的生成时刻发生会偏差是不可否认的。具体为，当所述直流输入电压Vin变为比由所述规格设定的电压低的低输入电压时，所述三级线圈P3生成的线圈电压变小。因此，如图8所示线圈检测信号VW的生成时刻发生延迟。由此在使第I开关元件Ql导通的时刻产生延迟，从而功率转换的无效时间增加。结果为，电流峰值延长，所述第I开关元件Ql的损耗增加，功率转换效率降低。
[0014]反之，当所述直流输入电压Vin为比由所述规格设定的电压高的高输入电压时，所述三级线圈P3生成的线圈电压变大。因此，如图9所示所述线圈检测信号VW的生成时刻提早。于是，在施加于所述第I开关元件Ql的电压变为零(O)之前使该第I开关元件Ql导通。结果为，不能进行所述的零电压开关，该第I开关元件Ql的损耗增加，功率转换效率降低。
[0015]本发明是考虑上述情况而完成的，其目的在于提供一种结构简单的开关电源装置，该开关电源装置不受直流输入电压Vin变化的影响，适当地设定第I和第2开关元件的导通时间，实现零电压开关，可防止转换效率降低。
解决技术问题所采用的技术方案
[0016]可达成上述目的的本发明涉及的开关电源装置，基本上包括:串联谐振电路，直流电压源经由电容器C与绝缘变压器T的一级线圈Pl相连接，该串联谐振电路由该绝缘变压器的漏电感和所述电容器C形成；第I开关元件Q1，该第I开关元件Ql被进行他激振荡动作的驱动控制电路所驱动，在导通时将来自所述直流电压源的直流输入电压Vin施加于所述串联谐振电路；第2开关元件Q2，该第2开关元件Q2与所述串联谐振电路并联连接，在所述第I开关元件截止时，利用所述绝缘变压器的辅助线圈P2所生成的电压被导通驱动，形成所述串联谐振电路的电流通路；以及输出电路，该输出电路对所述绝缘变压器的二级线圈S1、S2侧生成的电力进行整流、平滑，并输出。
本发明涉及的开关电源装置，其特征在于:所述驱动控制电路包括:
输出控制电路，该输出控制电路生成脉宽与所述输出电路的输出电压对应的输出控制信号；线圈检测电路，该线圈检测电路将所述绝缘变压器的三级线圈P3生成的电压与线圈阈值电压VWth进行比较，并输出线圈检测信号VW ；以及驱动信号生成电路，该驱动信号生成电路依据所述线圈检测信号和所述输出控制信号，生成脉宽被控制的所述第I开关元件的驱动信号。
并且特别是所述驱动控制电路中设置有阈值设定电路，该阈值设定电路根据施加于所述串联谐振电路的直流输入电压Vin改变设定于所述线圈检测电路的线圈阈值电压VWth，对所述第I开关元件Ql的导通时间进行调整。
[0017]所述驱动电路生成驱动信号，该驱动信号的脉宽例如将表示所述绝缘变压器的三级线圈P3所生成的电压极性反转的所述线圈检测信号VW的上升沿设为导通触发器，将所述输出控制信号的上升沿设为截止触发器。并且所述阈值设定电路的结构为，当所述直流输入电压Vin比预先设定的阈值电压Vth高时将所述线圈阈值电压VWth的设定值提高，当所述直流输入电压Vin比所述阈值电压Vth低时将所述线圈阈值电压VWth的设定值降低。优选为所述阈值设定电路的结构为，根据所述直流输入电压Vin和预先设定的阈值电压Vth的比较结果，切换模拟开关，将预先设定的多个线圈阈值电压VWthl、VWth2?VWthn中的一个选择设定于所述线圈检测电路。
发明效果
[0018]通过上述结构的开关电源装置，根据直流输入电压Vin的变化改变线圈阈值电压VWth，因此在施加于所述第I开关元件Ql的电压变为零(O)的时刻，能适当地生成线圈检测信号VW。该结果为，不受所述直流输入电压Vin的变化影响，能使所述第I开关元件Ql进行零电压开关。因此，根据本发明，能有效地抑制所述第I开关元件Ql的损耗增大。
[0019]另外，通过上述结构的开关电源装置，在可根据直流输入电压Vin的变化来改变线圈阈值电压VWth这样简单的结构中，能防止因所述直流输入电压Vin的变化而引起的所述第I开关元件Ql的导通时刻的偏差。由此，通过本发明能获得如下效果:能缓和考虑构成开关电源装置的元器件的长年老化、特性偏差等的电路设计条件等。
【专利附图】
【附图说明】
[0020]图1是本发明的一个实施方式涉及的作为开关电源装置的复合振荡型电流谐振整流器的简要结构图。
图2是表示图1中示出的驱动控制电路的结构例的图。
图3是表示图2中示出的线圈检测电路的结构例的图。
图4是用于说明图1中示出的开关电源装置的动作的信号波形图。
图5是复合振荡型电流谐振整流器的简要结构图。
图6是表示图5中示出的驱动控制电路的结构例的图。
图7是表示图6中示出的线圈检测电路的结构例的图。
图8是用于说明图5中示出的开关电源装置中，输入电压Vin变低时的问题点的信号波形图。
图9是用于说明图5中示出的开关电源装置中，输入电压Vin变高时的问题点的信号波形图。
【具体实施方式】
[0021 ] 以下参照附图对本发明的一个实施方式涉及的开关电源装置进行说明。
[0022]图1是作为本实施方式涉及的开关电源装置的复合振荡型电流谐振整流器的简要结构图。该复合振荡型电流谐振整流器基本与图5所示的以往的复合振荡型电流谐振整流器的结构相同。由此对与图5及图6所示的复合振荡型电流谐振整流器同等的部分施加同一标号，并省略对这部分重复的说明。
[0023]由该复合振荡型电流谐振整流器构成的开关电源装置I包括图1所示的串联连接的分压电阻Ra、Rb。串联连接的所述分压电阻Ra、Rb对与所述输入电容器Cin并联连接的所述直流输入电压Vin进行分压并检测。然后，与由所述分压电阻Ra、Rb检测出的所述直流输入电压Vin成比例的电压BO如图2所示，被施加于驱动所述第I开关元件Ql的所述驱动控制电路(电源IC)A的线圈检测电路3。并且开关电源装置I的特征在于，构成为所述线圈检测电路3中根据所述直流输入电压Vin的变化可变设定所述线圈阈值电压VWth。
[0024]根据所述直流输入电压Vin的变化可变设定线圈阈值电压VWth的所述线圈检测电路3具体为如图3所示，包括--第I比较器11，该第I比较器11将与所述直流输入电压Vin成比例的电压B0，和预先设定的阈值电压Vth进行比较。该第I比较器11起到互补地切换例如两个模拟开关12、13的作用。具体而言，所述第I比较器11经由所述模拟开关12、13选择由串联连接的三个分压电阻Rl、R2、R3对所述内部电压VDD、或驱动电压VCC进行分压而设定的、电压不同的两种线圈阈值电压vwthl、Vffth2 (Vffthl > Vffth2)的其中一个，并提供给第2比较器14。由此第2比较器14将线圈阈值电压VWthl、VWth2的其中一个与所述绝缘变压器T的三级线圈P3生成的线圈电压进行比较。另外，上述第2比较器14相当于前文所述图7中示出的比较器7。
[0025]具体而言，当所述直流输入电压Vin较高，与该直流输入电压Vin成比例的电压BO比所述阈值电压Vth更高时，由所述分压电阻R1、R2、R3设定的第I线圈阈值电压VWthl被设定到所述第2比较器14。由此所述第2比较器14以所述第I线圈阈值电压VWthl为基准检测所述线圈电压的极性反转。反之，当所述直流输入电压Vin较低，与该直流输入电压Vin成比例的电压BO比所述阈值电压Vth更低时，由所述分压电阻Rl、R2、R3设定的第2线圈阈值电压VWth2( < Vffthl)被设定到所述第2比较器14。由此所述第2比较器14以所述第2线圈阈值电压VWth2为基准检测所述线圈电压的极性反转。
[0026]另外，此处，也可以根据所述直流输入电压Vin构成为根据直流输入电压Vin选择三种以上的线圈阈值电压VWthl，VWth2?VWthn的其中之一并设定于所述第2比较器14。该情况下，采用阈值电压Vth不同的多个(η-1个)第I比较器11来并列地分别比较直流输入电压Vin。然后，将这些多个第I比较器11的各输出进行逻辑处理并选择其一对模拟开关进行驱动，由此选择所述数个线圈阈值电压VWthl，Vffth2?VWthn的其中之一并设定于所述第2比较器14即可。
[0027]如前文所述，通过将根据直流输入电压Vin而设定的线圈阈值电压VWth和所述绝缘变压器T的三级线圈P3生成的线圈电压进行比较，则可如图4所示根据直流输入电压Vin的变化选择设定所述线圈阈值电压VWth。由此，即使所述线圈电压伴随着所述直流输入电压Vin的变化而发生变化，也能可靠地检测出该线圈电压的极性变化。因此不受所述直流输入电压Vin的变化的影响，可在适当的时刻生成线圈检测信号VW。
[0028]该结果为，能与所述绝缘变压器T的三级线圈P3生成的线圈电压的极性反转时刻相匹配地、进而与所述第I开关元件Ql上施加的电压变为零(O)的时刻相匹配地对该第I开关元件Ql进行导通。由此，能将所述第I开关元件Ql的开关损耗抑制在最小值，该转换效率能得到提高。
[0029]并且，根据直流输入电压Vin的变化而使所述线圈阈值电压VWth变化，因此可大幅缓和考虑了构成开关电源装置的元器件的长年老化、特性偏差等问题的电路设计条件。并且，能简易地构成根据直流输入电压Vin来可变设定线圈阈值电压VWth的电路本身，因此起到可容易地组装于由电源IC构成的所述驱动控制电路A上的效果。
[0030]另外，本发明并不限定于上述实施方式。对于例如根据所述直流输入电压Vin的变化设定到所述第2比较器14的线圈阈值电压VWth，如前文所述能设定为三阶段以上也是不言自明的。实施方式中，示出了作为根据输出电压Vout脉宽可变的驱动控制信号进行脉宽调制的PMW信号，但也可以是脉冲频率调制的PFM信号。
[0031]进而在这里，将进行自激震荡的第2开关元件Q2设为高电压侧，由进行他激振荡动作的驱动控制电路驱动的第I开关元件Ql设为低电压侧，也可进行相反的设定。该情况下，所述第I和第2开关元件Ql、Q2采用P型的M0S-FET，相反地设定所述驱动控制电路A的动作逻辑即可。此外，本发明可在不脱离其要点的范围内进行各种变形以实施。
标号说明
[0032] T绝缘变压器
Pl 一级线圈
P2辅助线圈
P3三级线圈
S1、S2 二级线圈
D1、D2 二极管(整流电路)
C谐振用电容器 Cin输入电容器 Cout输出电容器 Ql第I开关元件 Q2第2开关元件 A驱动控制电路(电源IC)
VS输出电压检测电路 I开关电源装置 2输出控制电路(PWM控制电路) 3线圈检测电路 4驱动信号生成电路 5驱动电路(驱动放大器)
6内部电源电路 7比较器 11第I比较器 12、13模拟开关 14第2比较器
【权利要求】
1.一种开关电源装置，其特征在于，包括: 串联谐振电路，直流电压源经由电容器与绝缘变压器的一级线圈相连接，该串联谐振电路由该绝缘变压器的漏电感和所述电容器形成； 第I开关元件，该第I开关元件被进行他激振荡动作的驱动控制电路所驱动，在导通动作时将来自所述直流电压源的直流输入电压施加于所述串联谐振电路； 第2开关元件，该第2开关元件与所述串联谐振电路并联连接，在所述第I开关元件截止时利用所述绝缘变压器的辅助线圈所生成的电压被导通驱动，形成所述串联谐振电路的电流通路；以及 输出电路，该输出电路对所述绝缘变压器的二级线圈侧生成的电力进行整流、平滑，并输出， 所述驱动控制电路包括:输出控制电路，该输出控制电路生成脉宽与所述输出电路的输出电压对应的输出控制信号； 线圈检测电路，该线圈检测电路将所述绝缘变压器的三级线圈生成的电压与线圈阈值电压进行比较，并输出线圈检测信号； 驱动电路，该驱动电路依据所述线圈检测信号和所述输出控制信号，生成脉宽被控制的驱动信号，该驱动信号驱动所述第I开关元件；以及 阈值设定电路，该阈值设定电路根据施加于所述串联谐振电路的直流输入电压改变设定于所述线圈检测电路的线圈阈值电压，对所述第I开关元件的导通时刻进行调整。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于:所述驱动电路生成驱动信号，该驱动信号的脉宽将所述线圈检测信号的上升沿设为导通触发器，将所述输出控制信号的上升沿设为截止触发器。
3.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于:所述阈值设定电路中，当所述直流输入电压比预先设定的阈值电压高时，将所述线圈阈值电压的设定值提高，当所述直流输入电压比所述阈值电压低时，将所述线圈阈值电压的设定值降低。
4.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于:所述阈值设定电路根据所述直流输入电压和预先设定的阈值电压的比较结果，切换模拟开关，将预先设定的多个线圈阈值电压中的一个选择设定于所述线圈检测电路。
【文档编号】H02M3/335GK104396132SQ201380032877
【公开日】2015年3月4日 申请日期:2013年8月22日 优先权日:2012年8月27日
【发明者】大桥英知 申请人:富士电机株式会社