返驰式功率转换器的时间预测控制的控制电路的制作方法
【专利摘要】本发明是关于一种返驰式功率转换器的时间预测控制的控制电路，其包含一低压侧晶体管、一主动箝位器、一高压侧驱动电路及一控制器。低压侧晶体管切换一变压器，主动箝位器与变压器并联，高压侧驱动电路驱动主动箝位器，控制器产生一切换讯号及一主动箝位讯号，切换讯号驱动低压侧晶体管，切换讯号依据一回授讯号而产生，以调整返驰式功率转换器的一输出电压，主动箝位讯号控制高压侧驱动电路及主动箝位器，主动箝位讯号依据变压器的一预测时间而产生。预测时间是由一输入电压、输出电压及切换讯号的一导通时间而产生。
【专利说明】 返驰式功率转换器的时间预测控制的控制电路
【技术领域】
本发明是有关于一种功率转换器，尤其是关于具有主动箝位的返驰式功率转换器的控制电路。
【背景技术】
现今已发展出一种具有主动箝位电路的返驰式功率转换器，其增加返驰式功率转换器的效能。然而，习用主动箝位电路仅能于重载下达到高效能，且习用主动箝位电路因高循环电流关系，而造成其于轻载下会具有较高功率损耗的缺点。因此，本发明的目的是于轻载下藉由回收变压器的漏电感的能量，而改善返驰式功率转换器的效能，并于重载时达到柔性切换。如此，返驰式功率转换器可以运作于较高的切换频率，以降低变压器的尺寸。此外，上述的相关前案有美国专利第5，570，278号“Clamped continuous flyback powerconverter，，、美国专利第 6，069，803 号 “Offset resonance zero voltage switchingflyback converter” 及美国专利申请案公开第 20110305048 号 “Active-clamp circuitfor quas1-resonant flyback power converter，，。
【发明内容】
[0001]本发明的目的之一是提供一种返驰式功率转换器的控制电路，其使返驰式功率转换器于重载及轻载下皆达到高效能。
[0002]本发明的目的之一是提供一种返驰式功率转换器的控制电路，其使返驰式功率转换器运作于较高的切换频率，以降低其变压器的尺寸。
[0003]本发明的返驰式功率转换器的控制电路包含一低压侧晶体管，其切换一变压器；一主动箝位器与变压器并联；一高压侧驱动电路驱动主动箝位器；一控制器产生一切换讯号及一主动箝位讯号，切换讯号驱动低压侧晶体管，切换讯号依据一回授讯号而产生，以调整返驰式功率转换器的一输出电压，主动箝位讯号控制高压侧驱动电路及主动箝位器，主动箝位讯号依据变压器的一预测时间而产生。预测时间是由一输入电压、输出电压及切换讯号的一导通时间而产生。
【专利附图】
【附图说明】
图1:其为本发明功率转换器的一实施例的电路图；
图2:其为本发明控制器的一实施例的电路图；
图3:其为本发明振荡电路的一实施例的电路图；
图4:其为本发明振荡电路的斜坡讯号RMP、时脉讯号CK及脉波讯号PLS的波形图；
图5:其为本发明时间预测讯号产生电路的一实施例的电路图；
图6A:其为本发明脉波产生器的一参考图；
图6B:其为本发明脉波产生器的输入讯号IN与输出讯号OUT的波形图；
图7A:其为本发明延迟电路的一参考图；图7B:其为本发明延迟电路的输入讯号INPUT与输出讯号OUTPUT的波形图；
图8:其为本发明主动箝位讯号产生电路的一实施例的电路图；
图9:其为本发明于轻载状态下的切换讯号S1及主动箝位讯号S2的波形图；
图10:其为本发明导通电路的一实施例的电路图；
图11:其为本发明波谷讯号产生电路的一实施例的电路图；
图12A:其为本发明运作于连续电流模式下的切换讯号S1、主动箝位讯号S2及反射讯号Vs的波形图；
图12B:其为本发明切换讯号S1、波谷电压讯号Sv、反射讯号Vs及主动箝位讯号S2的波形图；及
图12C:其为本发明运作于轻载状态下的切换讯号S1、主动箝位讯号S2及反射讯号Vs的波形图。
【图号对照说明】
10 变压器 15 电容器 20 晶体管 25 寄生二极管 30 晶体管 35 本体二极管 40 整流器` 45 输出电容器
50高压侧驱动电路 60 整流器 65 电容器 70 二极管 75 电容器
80电阻器
81电阻器
82电阻器 100控制器 110比较器 111正反器 113反相器 114反相器 115与门
120振汤电路 125 电容器 131电流源 132开关
135电流源136开关141比较器142比较器145比较器151与非门152与非门156反相器
157反相器
158与非门
200 时间预测讯号产生电路
211运算放大器
212晶体管
213晶体管
214晶体管
215开关
230取样保持电路
231运算放大器
232电阻器
233晶体管235 开关240 反相器
250电容器
251比较器
252与非门271 反相器273 或门275 与门280 正反器310 电流源
321反相器
322晶体管325 电容器327 反相器329 与门
340 脉波产生器352 延迟电路
360电流源
361反相器
362晶体管365电容器
369与门
400主动箝位讯号产生电路
410计数器
415比较器
420正反器
450计数器
460与门
471与门
472与门
473反相器490或门
500导通电路
510脉波产生器
511反相器
513反相器
514与门
515或门521反相器524与门
550脉波产生器
551反相器570正反器
600波谷讯号产生电路
610电流源
611电阻器
612晶体管615晶体管
621晶体管
622晶体管625电阻器
630比较器
631开关
632电容器635延迟电路BLK消隐讯号Cin输入电容器CK时脉讯号ck时脉输入端CKB时脉讯号
D输入端I215电流I233电流Ιθ15电流1622电流
IN输入讯号INPUT输入讯号
Na辅助绕组
Np一次侧绕组
NR端点
Ns二次侧绕组
OUT输出讯号OUTPUT输出讯号
PLS脉波讯号
Q输出端
R重置输入端
RMP斜坡讯号
RST重置讯号
51切换讯号
52主动箝位讯号Sds时间预测讯号Sed结束放电讯号
Sll选择讯号
Son导通讯号
Sv波谷电压讯号
Tb延迟时间
Td延迟时间
Tds预测时间
Tp脉波宽度
Tx短路防止时间
Vcc电源
Vfb回授讯号
Vh跳变点电压
Vin输入电压
Vl跳变点电压
Vm门槛电压
V0输出
Vs反射讯号 Vt 门槛
Vtl轻载门槛
Vtv门槛
XyiN输入电压讯号
Xto输出电压讯号
【具体实施方式】
为了使本发明的结构特征及所达成的功效有更进一步的了解与认识，特用较佳的实施例及配合详细的说明，说明如下:
[0004]请参阅图1，其为本发明功率转换器的一实施例的电路图。如图所示，本发明的功率转换器为具有主动箝位的一返驰式功率转换器，其包含一变压器10，变压器10连接功率转换器的一输入电压Vin，变压器10具有一一次侧绕组Np及一二次侧绕组Ns。一次侧绕组Np的一第一端稱接一输入电容器Cin的一端并接收输入电压Vin,输入电容器Cin的另一端率禹接一接地端。返驰式功率转换器的控制电路包含复数晶体管20、30、一电容器15、一高压侧驱动电路50及一控制器(PWM) 100。
[0005]晶体管20耦接于一次侧绕组Np的一第二端及接地端间。晶体管20为一低压侧晶体管，其用于切换变压器10的一次侧绕组Np。一寄生二极管25为一本体二极管(bodydiode),其与晶体管20并联。一输出电压V。经由一整流器40及一输出电容器45而产生。控制器100产生一切换讯号S1，其用于驱动晶体管20以调整功率转换器的输出电压I。切换讯号S1是依据一回授讯号Vfb而产生，回授讯号Vfb相关联于功率转换器的输出电压V。。
[0006]变压器10更包含一辅助绕组Να，其经由一整流器60及一电容器65产生一电源Vcc,电源Vrc用于供应电能至控制器100。整流器60的一第一端耦接辅助绕组Na的一第一端，辅助绕组Na的一第二端耦接于接地端。电容器65的一端耦接整流器60的一第二端及控制器100，电容器65的另一端耦接于接地端。
[0007]—分压电路包含复数电阻器80与81，其耦接辅助绕组Na及接地端间，以产生一反射讯号Vs。反射讯号Vs连接控制器100，且表示变压器10的一反射电压。变压器10的反射讯号\具有变压器10的消磁期间的输出电压V。的信息。晶体管30与一电容器15串联而构成一主动箝位器。电容器15耦接一次侧绕组Np的第一端，晶体管30耦接一次侧绕组Np的第二端。因此，主动箝位器与变压器10的一次侧绕组Np并联。晶体管30为一高压侧晶体管，当晶体管20截止时，变压器10的漏电感的能量会经由晶体管30及其本体二极管35储存至电容器15。
[0008]高压侧驱动电路50驱动晶体管30。一充电泵浦电路耦接电源V。。及高压侧驱动电路50，以依据电源Vcc提供一电压源至高压侧驱动电路50。充电泵浦电路由一二极管70及一电容器75构成，二极管70耦接电源V。。，电容器75与二极管70串联，且电容器75更耦接高压侧驱动电路50。
[0009]控制器100依据反射讯号Vs产生一主动箝位讯号S2,以控制高压侧驱动电路50及晶体管30。主动箝位讯号S2是依据变压器10的一预测时间Tds而产生，预测时间Tds相关联于变压器10的消磁时间。主动箝位讯号S2仅于切换讯号S1禁能时而致能。输入电压VIN、输出电压1、切换讯号S1的导通时间Ton以及变压器10的匝数比用于决定预测时间TDS。反射讯号Vs用于预测变压器10的放电时间。一电阻器82耦接控制器100的一端点NR以规划变压器10的匝数比，且电阻器82的电阻值相关联于变压器10的匝数比。当晶体管30由主动箝位讯号S2导通时,储存于电容器15的变压器10的漏电感的能量会传输至变压器10，如此即回收变压器10的漏电感的能量。
[0010]请参阅图2，其为本发明控制器100的一实施例的电路图。如图所示，本发明的控制器100包含一振荡电路(OSC) 120,其产生一时脉讯号CK、一斜坡讯号RMP与一脉波讯号PLS0时脉讯号CK及/或反射讯号Vs经由一导通电路500、一正反器111及一与门115禁能切换讯号S1O切换讯号S1、一时间预测讯号Sds、时脉讯号CK及反射讯号Vs稱接导通电路500,以产生一导通讯号Sm,其稱接正反器111的一时脉输入端ck。电源Vrc供应至正反器111的一输入端D,时脉讯号CK经由一反相器113 f禹接与门115的一第一输入端,主动箝位讯号S2亦经由一反相器114耦接与门115的一第二输入端。因此，当主动箝位讯号S2禁能时，切换讯号S1会被致能。再者,正反器111的一输出端Q I禹接与门115的一第三输入端，以产生切换讯号Sp所以，导通讯号Sm用于控制切换讯号Sp导通电路500更产生一输入电压讯号Xvin，输入电压讯号Xvin的准位相关联于输入电压Vin (如图1所不)的准位。
[0011]斜坡讯号RMP经由一比较器110比较回授讯号VFB，当斜坡讯号RMP高于回授讯号Vfb,比较器110产生一讯号,其稱接正反器110的一重置输入端R,以禁能切换讯号S1而达到脉宽调变(PWM)。该端点NR (图1所示的电阻器82)、脉波讯号PLS、反射讯号Vs及切换讯号S1耦接一时间预测讯号产生电路200，以产生时间预测讯号SDS。时间预测讯号Sds表示变压器10的预测时间TDS。输入电压讯号Xvin更耦接时间预测讯号产生电路200。时间预测讯号Sds、时脉讯号CK及回授讯号Vfb耦接一主动箝位讯号产生电路400，以产生主动箝位讯号S2。基于上述，控制器100依据时间预测讯号Sds产生切换讯号S1及主动箝位讯号S2O因此，切换讯号S1及主动箝位讯号S2是依据输入电压Vin、输出电压Vo (如图1所不)及切换讯号S1的导通时间而产生。
[0012]请参阅图3，其为本发明振荡电路120的一实施例的电路图。如图所示，振荡电路120包含复数电流源131、135、复数开关132、136及一电容器125，以产生斜坡讯号RMP。电流源131耦接于电源V。。及开关132的一第一端间。电容器125耦接于开关132的一第二端及接地端间。电流源135耦接于接地端及开关136的一第二端间，开关136的一第一端耦接电容器125。电流源131与135分别经由开关132与136对电容器125充电及驱使电容器125放电。斜坡讯号RMP产生于电容器125。
[0013]斜坡讯号RMP更耦接复数比较器141、142及145。斜坡讯号RMP耦接比较器141与145的负输入端,斜坡讯号RMP更稱接比较器142的一正输入端。比较器141具有一跳变点电压Vh，其供应至比较器141的一正输入端，以比较斜坡讯号RMP。比较器142具有一跳变点电压 '，其供应至比较器142的一负输入端，以比较斜坡讯号RMP。比较器145具有一门槛电压VM，其供应至比较器145的一正输入端，以比较斜坡讯号RMP。其中，跳变点电压VH、跳变点电压八及门槛电压Vm的电压准位的关系为跳变点电压Vh大于门槛电压VM，门槛电压Vm大于跳变点电压\ (VH>VM>')。
[0014]复数与门151与152组成一栓锁电路，其接收比较器141与142的输出讯号。栓锁电路及复数反相器156与157用于产生复数时脉讯号CK与CKB。时脉讯号CK用于控制开关136，以进行电容器125的放电。时脉讯号CKB用于控制开关132，以进行电容器125的充电。与非门151的一第一输入端I禹接比较器141的一输出端,与非门152的一第一输入端I禹接比较器142的一输出端,与非门151的一第二输入端I禹接与非门152的一输出端，与非门151的一输出端I禹接与非门152的一第二输入端。与非门151的一输出讯号连接反相器156的一输入端，以于反相器156的一输出端产生时脉讯号CKB。时脉讯号CKB更I禹接反相器157的一输入端，以于反相器157的一输出端产生时脉讯号CK。时脉讯号CK及比较器145的一输出讯号经由一与非门158产生脉波讯号PLS。因此,脉波讯号PLS相关联于时脉讯号CK。
[0015]请参阅图4,其为本发明振荡电路的斜坡讯号RMP、时脉讯号CK及脉波讯号PLS的波形图。如图所示，当斜坡讯号RMP高于跳变点电压Vh时，时脉讯号CK为致能(逻辑高准位)。当斜坡讯号RMP低于跳变点电压 '时，时脉讯号CK为禁能(逻辑低准位)。脉波讯号PLS产生(致能；逻辑高准位)于时脉讯号CK为禁能时，因此，脉波讯号PLS产生于时脉讯号CK的致能之前。当时脉讯号CK为致能且斜坡讯号RMP低于门槛电压Vm时，脉波讯号PLS为禁能。
[0016]请参阅图5，其为本发明时间预测讯号产生电路200的一实施例的电路图。如图所不，一开关215稱接于一电流I215及一电容器250的一第一端之间。开关215是由切换讯号S1控制。电容器250的一第二端稱接于接地端。一开关235稱接于一电流Iw及电容器250的第一端之间。切换讯号S1经由一反相器240控制开关235。电容器250于切换讯号S1的导通时间(Tm)经由开关215被电流I215充电。当切换讯号S1禁能时，电容器250经由开关235被电流I233放电。
[0017]—比较器251的一负输入端I禹接电容器250以接收电容器250的电压。一门滥Vt传输至比较器251的一正输入端。当电容器250的电压低于门滥Vt时，比较器251会产生一结束放电(end-of-discharge)讯号SED。结束放电讯号Sed稱接一与非门252的一第一输入端，切换讯号S1经由反相器240耦接与非门252的第二输入端。当切换讯号S1禁能时，结束放电讯号Sed用于经由反及閘252产生一重置讯号RST (逻辑低准位)。
[0018]晶体管213、214的源极耦接电源V。。，晶体管213、214的闸极及晶体管213的一汲极相互耦接而接收一电流1212。电流镜晶体管213、214用于依据电流I212产生电流I215于晶体管214的一汲极。一运算放大器211的一正输入端接收输入电压讯号XVIN。运算放大器211的一负输入端经由端点NR耦接电阻器82 (如图1所示)。运算放大器211的一输出端耦接一晶体管212的一闸极。晶体管212的一源极耦接运算放大器211的负输入端及经由端点NR电阻器82。晶体管212的一汲极耦接晶体管213的汲极。运算放大器211、电阻器82 (经由端点NR)及晶体管212组成一电压对电流转换电路，以依据输入电压讯号Xvin及电阻器82的电阻值产生电流1212。
[0019]—运算放大器231的一正输入端接收一输出电压讯号Xvq,运算放大器231的一负输入端稱接一电阻器232,运算放大器231的一输出端稱接一晶体管233的一闸极。晶体管233的一源极耦接运算放大器231的负输入端及电阻器232。晶体管233的一汲极经由开关235耦接电容器250。运算放大器231、电阻器232及晶体管233组成一电压对电流转换电路，以依据输出电压讯号Xvq产生电流I233于晶体管233的汲极。输出电压讯号Xvq相关于输出电压I (如图1所示)的电压准位。输出电压讯号XV()于切换讯号S1的截止期间，是经由一取样保持电路(S/H) 230于切换讯号S1的截止周期期间取样反射讯号Vs而产生。电容器250两端的电压准位相关于变压器10 (如图1所示)的消磁时间的周期。
[0020]有关于取样反射讯号以产生相关联于输出电压的讯号的详细技术内容可参阅美国专利第 7，016，204 号 “Close-loop PWM controller for primary-side controlledpower converters，，、美国专利第 7, 151, 681 号“Multiple-sampling circuit formeasuring reflected voltage and discharge time of a transformer，，、美国专利第 7,349,229 号“Causal sampling circuit for measuring reflected voltage anddemagnetizing time of transformer，，以及美国专利第 7，486，528 号 “Linear-predictsampling for measuring demagnetized voltage of transform，，。
[0021]切换讯号S1稱接于一反相器271的一输入端,反相器271的一输出端稱接于一延迟电路(DLY) 352的一输入端,延迟电路352的一输出端稱接一正反器280的一时脉输入端ck。电源Vcc供应至正反器280的一输入端D,正反器280的一输出端输出时间预测讯号SDS。切换讯号S1经由反相器271、延迟电路352及正反器280产生时间预测讯号SDS。因此，当切换讯号S1禁能时，时间预测讯号Sds于一延迟时间Tb (如第七B图所示)后为致能。
[0022]重置讯号RST I禹接一或门273的一第一输入端。或门273的一输出端I禹接一及闸275的一第一输入端。脉波讯号PLS f禹接与门275的一第二输入端。与门275的一输出端耦接正反器280的一重置输入端R，以重置正反器280，因此，重置讯号RST及脉波讯号PLS用于经由或门273与与门275禁能正反器280，而以禁能时间预测讯号SDS。
[0023]当功率转换器操作于连续电流模式(continuous current mode, CCM),脉波讯号PLS用于禁能时间预测讯号SDS。连续电流模式表示变压器10于下一个切换周期前并未完全消磁。切换讯号 S1经由反相器271耦接一脉波产生器340。一消隐讯号BLK是经由反相器271及脉波产生器340依据切换讯号S1的禁能而产生，以禁止重置讯号RST重置正反器280。消隐讯号BLK稱接或门273的一第二输入端。消隐讯号BLK的脉波宽度用于决定时间预测讯号Sds的一最小导通时间。正反器280产生时间预测讯号SDS。时间预测讯号Sds表示变压器10的一预测时间Tds,其于功率转换器操作于非连续电流模式(discontinuouscurrent mode, DCM)时，时间预测讯号Sds与预测时间Tds相关联于变压器10的消磁时间。于非连续电流模式运作，激磁磁通量等于消磁磁通量。
【权利要求】
1.一种返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其包含: 一低压侧晶体管，其切换一变压器； 一主动箝位器，其并联于该变压器； 一高压侧驱动电路，其驱动该主动箝位器 '及 一控制器，其产生一切换讯号及一主动箝位讯号； 其中，该切换讯号驱动该低压侧晶体管，该切换讯号依据一回授讯号而产生，以调整该返驰式功率转换器的一输出电压，该主动箝位讯号控制该高压侧驱动电路及该主动箝位器，该主动箝位讯号是依据该变压器的一预测时间而产生，该预测时间是由一输入电压、该输出电压及该切换讯号的一导通时间而决定。
2.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该预测时间更由一电阻器的一电阻值决定，该电阻器的该电阻值相关联于该变压器的一匝数比。
3.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该主动箝位讯号是依据该变压器的一反射讯号而产生。
4.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该主动箝位讯号的脉波宽度相关联于该变压器的一消磁时间。
5.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中于轻载状态下，该主动箝位讯号的脉波数少于该切换讯号的脉波数。
6.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该控制器依据该变压器的该预测时间产生该切换讯号。
7.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该变压器的该预测时间相关联于该变压器的一消磁时间。
8.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该控制器包含: 一时间预测讯号产生电路，其依据该变压器的一反射讯号及该切换讯号产生一时间预测讯号，该时间预测讯号表示该变压器的该预测时间； 一导通电路，其依据该时间预测讯号产生一导通讯号，以产生该切换讯号；以及 一主动箝位讯号产生电路，其依据该时间预测讯号产生该主动箝位讯号。
9.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该切换讯号于一连续电流模式运作下依据一时脉讯号而致能，该时脉讯号由该控制器的一振荡电路所产生。
10.如权利要求1所述的返驰式功率转换器的控制电路，其特征在于，其中该主动箝位讯号于一连续电流模式运作下依据一脉波讯号而禁能，该脉波讯号是由该控制器的一振荡电路所产生，该脉波讯号产生于该振荡电路所产生的一时脉讯号的致能之前。
【文档编号】H02M3/335GK103887986SQ201410150291
【公开日】2014年6月25日 申请日期:2014年4月15日 优先权日:2013年4月15日
【发明者】杨大勇 申请人:崇贸科技股份有限公司, 快捷半导体(苏州)有限公司