Dc／dc变换器和使用它的电子设备的制作方法
Dc／dc变换器和使用它的电子设备的制作方法
【专利摘要】本实用新型的课题是改善多相DC/DC变换器的轻负载状态中的效率，提供一种DC/DC变换器和使用它的电子设备。DC/DC变换器(2)根据每个通道的电感器(L1)、每个通道的开关电路(14)、以及负载(4)中流过的负载电流(IOUT)的量，使设为有效的通道的数(K)改变，控制与有效的通道对应的开关电路(CH1～CHK)，以使对应于输出电压(VOUT)的反馈电压(VFB)与规定的目标电压(VREF)一致。在最轻负载状态中，控制器(16)仅使单一的通道(CH1)有效。通道(CH1)中设置的电感器(L1)的电感(L1)被设定为与其他通道的电感器(L1)的电感不同的值，以在最轻负载状态中得到高效率。
【专利说明】
【技术领域】
[0001] 本实用新型涉及DC / DC变换器。 DC / DC变换器和使用它的电子设备
【背景技术】
[0002] 随着半导体技术的进步，半导体器件的工作电压日益下降。在CPU (Central Processing Unit ;中央处理器）、GPU (Graphics Processing Unit ;图形处理器）、 DSP (Digital Signal Processor ;数字信号处理器）中，还在开发在电源电压1. 5V下动作的 处理器。在这样的半导体器件中，例如直接供给3V左右的电源电压时，功率损耗较大。在 这样的情况下，利用将3V的电压降压到1. 5V的DC / DC变换器。
[0003] 这里，CPU、GPU、DSP在待机状态中工作电流实质上下降至零电平，在工作状态中， 随着信号处理量加大，工作电流增大。即，DC / DC变换器的输出电流（负载电流）在数 mA?数A的范围内动态地变动。
[0004] 为了应对这样较大的负载电流的动态范围，利用多相DC / DC变换器（专利文献 1)。
[0005] 现有技术文献
[0006] 专利文献
[0007] 专利文献1日本特开2006-211760号公报 实用新型内容
[0008] 实用新型要解决的课题
[0009] 多相DC / DC变换器具有多个通道（channel)，包括对每个通道设置的多个电感 器。以往，多个通道的电感器的电感被全部相等地设计。具体地说，在负载电流较大的重负 载状态中，为了得到高效率，将所有的电感器的电感相等地确定。
[0010] 可是，因近年来的节能的要求，在寻求对DC / DC变换器进一步的低功耗。特别地， 在负载即CPU等为待机状态的轻负载状态中，要求DC / DC变换器的功耗也尽力降低，并降 低作为系统整体的功耗。
[0011] 本实用新型鉴于这样的课题而完成，其某一方式的例示性的目的之一在于，提供 改善了轻负载状态中的效率的多相DC / DC变换器。
[0012] 解决问题的方案
[0013] 本实用新型的方式涉及多相DC / DC变换器。该DC / DC变换器包括：输出线路， 连接了负载；输出电容器，连接到输出线路；多个电感器，对每个通道设置，各个电感器的 一端与输出线路连接；多个开关电路，对每个通道设置，各个开关电路的输出端子连接到对 应的电感器的另一端；以及控制器，根据负载中流过的负载电流的量，使有效（active)的 通道的数改变，控制对应于有效的通道的开关电路，以使对应于输出线路的输出电压的反 馈电压与规定的目标电压一致。
[0014] 在仅单一的通道有效的最轻负载状态中，该单一的通道中设置的电感器的电感被 设定为与其他通道的电感器的电感不同的值，以在最轻负载状态中得到高效率。
[0015] 根据该方式，对于在负载电流为最小的最轻负载状态中成为有效的通道，通过重 视最轻负载状态的效率而不是重负载状态中的效率，从而确定电感器的电感，能够改善轻 负载状态的效率。
[0016] 其他通道的电感器的电感也可以具有完全相等的值。
[0017] 此外，也可以将其他通道的电感器的电感以在重负载状态中得到高效率来确定。
[0018] 控制器也可以包括：误差放大器，放大反馈电压和目标电压的误差，并生成误差电 压；以及多个脉冲调制器，对每个通道设置，分别生成占空比被调节的脉冲信号，以使对应 的通道的电感器中流过的线圈电流的平均值接近对应于误差电压的电流值。
[0019] 由此，能够使多个通道的电感器中流过的电流的平均值一致。
[0020] 多个脉冲调制器也可以分别包括：电流检测电路，检测对应的线圈电流，并生成对 应于线圈电流的检测信号；滤波器，除去检测信号的高频分量；斜坡补偿器，在检测信号上 重叠斜坡信号；比较器，将斜坡补偿器的输出和误差电压进行比较，并生成复位信号；以及 脉冲发生器，根据复位信号和规定的周期的时钟信号，生成电平转移的脉冲信号。
[0021] 本实用新型的另一方式也涉及多相DC / DC变换器。
[0022] 该DC / DC变换器包括：输出线路，连接了负载；输出电容器，连接到输出线路；多 个电感器，对每个通道设置，各个电感器的一端与输出线路连接；多个开关电路，对每个通 道设置，各个开关电路的输出端子连接到对应的电感器的另一端；以及控制器，根据负载中 流过的负载电流的量，使有效的通道的数改变，控制对应于有效的通道的开关电路，以使对 应于输出线路的输出电压的反馈电压与规定的目标电压一致。在最轻负载状态中，在有效 的单一的通道中设置的电感器的电感具有比其他通道的电感器的电感高的值。
[0023] 根据该方式，能够减小轻负载状态中的线圈电流的峰值。由此，开关电路的开关元 件的导通电阻造成的损耗的降低量超过随着开关频率的上升而导致的损耗的增大部分，所 以能够改善作为整体的效率。
[0024] 其他通道的电感器的电感也可以具有完全相等的值。
[0025] 此外，也可以将其他通道的电感器的电感以在重负载状态中得到高效率来确定。
[0026] 控制器也可以包括：误差放大器，放大反馈电压和所述目标电压的误差，并生成误 差电压；以及多个脉冲调制器，对每个通道设置，各个脉冲调制器生成占空比被调节的脉 冲信号，以使对应的通道的电感器中流过的线圈电流的平均值接近对应于误差电压的电流 值。
[0027] 由此，能够使多个通道的电感器中流过的电流的平均值一致。
[0028] 多个脉冲调制器也可以分别包括：电流检测电路，检测对应的线圈电流，并生成对 应于线圈电流的检测信号；滤波器，除去检测信号的高频分量；斜坡补偿器，在检测信号上 重叠斜坡信号；比较器，将斜坡补偿器的输出和误差电压进行比较，并生成复位信号；以及 脉冲发生器，根据复位信号和规定的周期的时钟信号，生成电平转移的脉冲信号。
[0029] 本实用新型的另一方式涉及电子设备。电子设备也可包括：处理器；以及对处理 器供给电源电压的上述任意一项记载的DC / DC变换器。
[0030] 再有，将以上结构要素的任意组合、本实用新型的结构要素或表现在方法、装置、 系统等之间相互置换得到的方式，作为本实用新型的方式也是有效的。
[0031] 实用新型的效果
[0032] 根据本实用新型的某一方式，能够改善轻负载状态中的效率。
【专利附图】
【附图说明】
[0033] 图1是表示实施方式的包括多相型DC / DC变换器的电子设备的结构的方框图。
[0034] 图2是最轻负载状态中的DC / DC变换器的工作波形图。
[0035] 图3是表示第1通道的电感器的电感和最轻负载状态中的DC / DC变换器的效率 之间的关系的图。
[0036] 图4(a)、（b)是表示重负载状态ΦΝ和最轻负载状态Φ1中的效率的图。
[0037] 图5是第1变形例的DC / DC变换器的电路图。
[0038] 图6是图5的DC / DC变换器的重负载状态ΦN的工作波形图。
[0039] 标号说明
[0040] 2. · .DC / DC变换器、4. ·.负载、10. ··输入线路、12. ··输出线路、14. ··开关电 路、16...控制器、20...通道控制单元、22...误差放大器、24...脉冲调制器、26...驱动 器、L1...电感器、C1...输出电容器、100. .·电子设备。
【具体实施方式】
[0041] 以下，基于优选实施方式并参照【专利附图】
【附图说明】本实用新型。对各附图所示的相同或同 等的结构要素、构件、处理附加相同的标号，并适当省略重复的说明。此外，实施方式是例 示而不是限定实用新型，实施方式所记载的所有特征或其组合未必都是实用新型的本质部 分。
[0042] 在本说明书中，所谓"构件A与构件B相连接的状态"，除构件A与构件B物理地直 接连接的情况外，还包括构件A和构件B通过不对它们的电连接状态产生影响的其它构件 间接连接的情况。
[0043] 同样地，所谓"构件C被设在构件A与构件B之间的状态"，除构件A与构件C、或 者构件B与构件C直接连接的情况外，还包括通过不对它们的电连接状态产生影响的其他 构件间接连接的情况。
[0044] 图1是表示实施方式的包括多相（通道数N为2以上）型的DC / DC变换器2的 电子设备1〇〇的结构的方框图。
[0045] 电子设备100包括DC / DC变换器2和负载4。例如，电子设备100是笔记本型 PC、电视机或显示器装置、录音（recorder)设备、游戏机。负载4例如是CPU、GPU、DSP。
[0046] DC / DC变换器2包括输入线路10、输出线路12、多个开关电路14_1?14_N、多 个电感器Ll_l?L1_N以及控制器16。
[0047] 在输入线路10中，供给直流的输入电压VIN。输入电压VIN可以是来自电池的电池 电压，也可以是将商用交流电压进行平滑整流得到的电压。
[0048] 在输出线路12中，以CPU或DPS为首，连接其工作电流动态变动的负载4。输出电 容器C1设置在输出线路12和接地线之间。
[0049] 对每个通道设置多个（N个）电感器Ll_l?L1_N，各个电感器的一端与输出线路 12连接。
[0050] 对每个通道设置多个开关电路14_1?14_N，各个开关电路的输出端子LX连接到 对应的电感器Ll_l?L1_N的另一端。
[0051] 控制器16根据负载4中流过的负载电流IQUT的量，使有效的通道的数 K(1彡K彡N)改变。而且，控制器16切换控制对应于有效的通道CH1?CHK的开关电路 14_1?14_K，以使对应于输出线路12的输出电压的反馈电压V FB与规定的目标电压VKEF 一致，对于非有效的通道CH(K+1)?CHN，停止切换。控制器16也可以按（360 / N)°的相 位差来切换有效的通道CH1?CHK的开关电路14_1?14_K。
[0052] 具体地说，在负载电流IOT较大的重负载状态Φ Ν中，Κ=Ν，所有的通道CH1?CHN 有效。在负载电流U非常小，或者实质上为零的最轻负载状态Φ1中，K=l，仅单一的通道 CH1有效。在负载电流取重负载状态ΦΝ和最轻负载状态Φ1之间的中间的值时，也可 以存在Κ=2、Κ=3、· · ·、Κ=Ν-1 的状态 Φ2 ?ΦΝ-1。
[0053] 控制器16包括通道控制单元20、误差放大器22、脉冲调制器24、多个驱动器 26_1 ?26_Ν。
[0054] 通道控制单元20根据负载电流IQUT，控制有效的通道数Κ。例如DC / DC变换器2 也可以包括检测负载电流的电流传感器。该情况下，通道控制单元20基于电流传感器 的检测值，也可以确定有效的通道数K。
[0055] 或者，负载4也有⑴从自身的状态可估计负载电流的量，或（ii)内置电流 传感器，可测定负载电流I OTT的量的情况。在这些情况下，通道控制单元20也可以基于来 自负载4的控制信号，确定有效的通道数K。
[0056] 误差放大器22将反馈电压VFB和规定的基准电压VKEF的误差放大，并生成误差电 压V EKK。脉冲调制器24基于误差电压VEKK和有效的通道数K，对于各个有效的通道CH1? CHK，生成脉冲调制后的脉冲信号Sl_l?S1_K。误差放大器22通过脉宽调制（PWM)或脉冲 频率调制（PFM)，调节脉冲信号Sl_l?S1J(的占空比。脉冲调制器24例如可以是电压模 式的调制器，也可以是电流模式的调制器，其结构没有特别地限定。
[0057] 对每个通道CH1?CHN设置多个驱动器26_1?26_N。有效的通道CH1?CHK的 驱动器26_1?26_K根据对应的脉冲信号Sl_l?S1_K，切换对应的开关电路14_1?14_ K〇
[0058] 接着，说明多个电感器Ll_l?L1_N的确定方法。
[0059] 在本实施方式中，在仅单一的通道CH1为有效的最轻负载状态Φ1中，该单一的通 道CH1中设置的电感器L1的电感（记为Ll_l)被设定为与其他通道的电感器的电感（记 为Ll_2?L1_N)不同的值，以在最轻负载状态Φ 1中得到高效率。
[0060] 图2是最轻负载状态中的DC / DC变换器2的工作波形图。在最轻负载状态中， 控制器16以所谓的PFM模式工作。在PFM模式中，将导通区间TQN、截止区间T QFF、高阻抗区 间THiZ反复。在图2中，表示对电感器Ll_l的不同的电感的波形（i)、（ii)。
[0061] 具体地说，某个导通期间--期间，开关电路14_1的高侧一侧的晶体管导通，其输 出LX为高电平电压。此时，在电感器Ll_l的两端间被施加电压（V IN-VOT)，所以电感器 L1中流过的电流以与（V^V^) / Ll_l成比例的斜率上升，电感器Ll_l中存储的能量 增大。
[0062] 例如，脉冲调制器24也可以将导通区间Tw固定为规定的时间。
[0063] 或者，脉冲调制器24也可以检测导通区间TQN中的线圈电流，在线圈电流I u达 到规定的峰值时，转移到下一个截止区间Τ_。
[0064] 接着在截止期间期间，开关电路14_1的低侧一侧的晶体管导通，其输出LX为 低电平电压（接地电压。截止期间期间，在电感器L1的两端间被施加电压，电 感器Ll_l中流过的电流以V TOT / Ll_l的斜率减少。
[0065] 例如，脉冲调制器24也可以检测截止区间中的线圈电流Iu，并在该电流值实 质是为零时，转移到下一个高阻抗区间THiZ。
[0066] 在导通期间?*和截止期间中，输出电容器Cl因电感器Ll_l中流过的电流 而被充电，输出电压V〇 UT上升。
[0067] 接着在高阻抗区间THiZ期间，开关电路14_1的高侧一侧、低侧一侧的晶体管两方 为截止，开关端子LX为高阻抗。由此，停止从电感器L1向输出电容器C1的电流供给。高 阻抗区间T HiZ期间，输出电容器C1通过负载电流Ι〇υτ而被放电，输出电压V〇UT随着时间而下 降。
[0068] 例如，脉冲调制器24将对应于输出电压的反馈电压VFB与规定的基准电压V KEF 进行比较，并在反馈电压VFB下降至基准电压VKEF时，转移到导通区间Tw。
[0069] 在导通区间?*之前、截止区间之前，也可以插入开关电路14的高侧晶体管、低 侧晶体管两方为截止的空载时间（dead time)TDT。导通区间1^之前的空载时间TDT期间，电 感器L1中流过的电流经由高侧晶体管的体二极管流过，所以开关端子的电压V u为VIN+VF。 VF是体二极管（body diode)的正向电压。此外，截止区间T〇FF2前的空载时间TDT期间，电 感器L1中流过的电流经由低侧晶体管的体二极管流过，所以开关端子的电压V u为_VF。VF 是体二极管的正向电压。
[0070] 根据该PFM控制，反馈电压VFB将基准电压VKEF作为底部电平（bottom level)而被 稳定。
[0071] 图3是表示第1通道CH1的电感器Ll_l的电感和最轻负载状态中的DC / DC变 换器2的效率之间的关系的图。图3所示的效率是，在设计了 N=5通道的DC / DC变换器 2时，通过模拟计算出的。再有，纵轴被归一化，以使总功率PTOm为100%。
[0072] DC / DC变换器2的效率按供给到负载4的功率ΡωΑΒ和对DC / DC变换器2加入 的总功率比给出。供给到负载4的功率卩_按以下的式⑴给出。
[0073] Pload-(Ptotal-Ploss) · · · (!)
[0074] 卩^^是由负载4以外消耗的功率损耗，按以下的式给出。
[0075] Plciss- (Pic+Psw+PpM〇s+P NM0S) · · · (2)
[0076] 。表示控制器16的核心部分（22, 20, 24等）的功耗，Psw表示伴随开关电路14的 高侧晶体管、低侧晶体管的栅极电容的充放电的功耗、P PM()S表示高侧晶体管的导通电阻造 成的功率损耗，PN?表示低侧晶体管的导通电阻造成的功率损耗。另外在I% ss中，还包含电 感器L1或输出电容器C1的寄生电阻（ESR)造成的功率损耗，但这里省略了。
[0077] 如图2所示，在导通时间I*固定的条件下，在PFM模式的1周期、即1次导通区间 TQN和截止区间中，供给到输出电容器C1的线圈电流的积分值（即输出电压VOTT的 上升幅度）对应于电感器Ll_l的电感值。
[0078] 具体地说，如⑴所示，电感值越小，线圈电流込的积分值越大，1周期中的输出 电压的上升幅度越大。相反地，如（ii)所示，电感值越大，线圈电流込的积分值越小， 因此1周期中的输出电压vOTT的上升幅度越小。
[0079] B卩，如⑴所示，电感值越小，PFM模式中的开关频率越低，如（ii)所示，电感值 越大，开关频率f2越商。
[0080] 如图3所示，开关频率越高，即电感值越大，核心部分的功耗Prc开关电路14的栅 极电容的充放电上需要的功率P sw越大。
[0081] 另一方面，线圈电流的峰值越大，即电感越小，高侧晶体管、低侧晶体管各自的 导通电阻中功率损耗越大。
[0082] 参照图3,将最轻负载状态Φ 1中的损耗PMSS设为最小，换句话说将效率设为最大 的电感值为InH。因此，第1通道CH1的电感器L1的电感值被设定为InH。
[0083] 对于其他通道CH2?CHN的电感Ll_2?L1_N，与以往的多相DC / DC变换器同 样，以重负载状态ΦΝ中的效率为最大来确定即可，在与图3相同的条件下进行计算的情况 下，其最佳值为〇.47nH。
[0084] 以上是DC / DC变换器2的结构。接着说明其效果。
[0085] 图4(a)、（b)是重负载状态ΦΝ和最轻负载状态Φ 1中的效率的图。横轴表示负 载电流。在图4(a)、（b)中分别表示将第1通道CH1的电感设为ΙμΗ，将其他通道的 电感设为〇. 47 μ Η的实施方式的DC / DC变换器2的效率（i)、以及将全通道的电感设为 0.47 μ Η的现有技术中的效率（ii)。
[0086] 根据实施方式的DC / DC变换器2,通过重视最轻负载状态Φ 1的效率来确定第1 通道CH1的电感，如图4(b)所示，与现有技术相比，能够将效率改善5%左右。
[0087] 另一方面，参照图4(a)，在负载电流最大的区域?8000mA)中，实施方式 的DC / DC变换器2的效率恶化1. 3%左右。这是起因于第1通道CH1的电感Ll_l较大， 其直流电阻分量增大，第1通道中的损耗增大。但是，最轻负载状态Φ1中的较大的效率的 改善，足以补偿重负载状态中的效率的略微恶化。
[0088] 供给到负载4的负载电流ITOT时刻动态地变动。包括DC / DC变换器2和负载4 的系统整体的耗电量P[Wh]按以下的式给出。
[0089] Ρ= (?! X Ρ!+Τ2 X Ρ2+. . . +ΤΝ X ΡΝ) = ( Σ i = ! ^TiPi). . . (3)
[0090] Ti表示i个通道为有效的时间，Pi表示那时的功耗。
[0091] 根据负载4的种类，有仅单一的通道为有效的最轻负载状态的功耗TiXPi比其他 状态的功耗大的情况、或与其他状态的功耗相比不能忽略的情况。例如，在装载在笔记本 PC、平板PC、电视机或录音设备、游戏机等的电子设备上的情况下，?\相当于电子设备为待 机状态的时间。这种情况下，有待机状态的时间?\比电子设备实际使用/实际工作的时间 T2、T3、. . . ΤΝ长的情况，在式（3)中，有TiXPi的项为支配性的情况。
[0092] 在这样的状况中，使用实施方式的DC / DC变换器2,通过确定电感器Ll_l的电感 值，以使最轻负载状态Φ1的效率提高，从而能够降低耗电量。
[0093] 从另一角度来看，在最轻负载状态Φ1中作为有效的单一的通道CH1中设置的电 感器Ll_l的电感，具有比其他通道CH2?CHN的电感器Ll_l?L1_N的电感高的值。
[0094] 由此，可以减小最轻负载状态Φ1中的线圈电流Iu的峰值。由此，开关电路12的 开关元件（高侧（high side)晶体管、低侧（low side)晶体管）的导通电阻造成的损耗的 下降量超过开关频率的上升带来的损耗的增大部分，所以可以改善作为整体的效率。
[0095] 以上，基于实施方式说明了本实用新型。本领域技术人员当然理解，该实施方式是 例示，在它们的各结构要素或各处理过程（process)的组合中能够有各种各样的变形例， 而这样的变形例也在本实用新型的范围内。以下，说明这样的变形例。
[0096] (第1变形例）
[0097] 在实施方式的DC / DC变换器2中，将多个通道的电感器Ll_l?L1_N的电感设 计为不同的值，所以将各通道的开关电路14以相同的占空比开关时，有在线圈电流上产 生偏移的顾虑。此外，在构成各通道的开关电路14的功率晶体管的导通电阻上有偏差时， 有在线圈电流I u上产生偏移的顾虑。某个通道CHi的电感器Ll_i中电流较大地流过时， 会加速该电感器Ll_i的劣化。在第1变形例中，说明可抑制电流的偏移的DC / DC变换器 2a的具体结构。
[0098] 图5是第1变形例的DC / DC变换器2a的电路图。
[0099] 控制器16a包括误差放大器22、每个通道的脉冲调制器24_1?24_N、每个通道的 驱动器26_1?26_N。脉冲调制器24_1?24_N具有相同的结构，所以仅说明第1通道。 [0100] 脉冲调制器24_1是所谓的平均电流模式的脉宽调制器。脉冲调制器24_1检测在 对应的通道的电感器Ll_l中流过的电流Im，并生成占空比被调节的脉冲信号Sl_l，以使 该平均电流Im-AVE与对应于误差电压VEKK的电流电平一致。
[0101] 脉冲调制器24_1包括电流检测电路30、滤波器40、斜坡补偿器42、PWM比较器48、 脉冲发生器50。电流检测电路30基于对应的开关电路14_1的低侧晶体管ML的导通状态 中的电压降（漏极-源极间电压），检测线圈电流I m。
[0102] 例如，电流检测电路30包括误差放大器32、第1晶体管34、第2晶体管36。第2 晶体管36是与低侧晶体管ML相同的N沟道M0SFET，在其栅极上，输入与低侧晶体管ML为 导通状态相同的电压V M。第1晶体管34的源极与第2晶体管36的漏极连接。误差放大器 32的同相输入端子上，输入低侧晶体管ML的漏极电压V u、即导通状态中的低侧晶体管ML 的漏极源极间电压VDS。误差放大器32的反相输入端子与第2晶体管36的漏极连接。通 过误差放大器32的反馈，第2晶体管36的漏极电压与低侧晶体管ML的漏极电压V u相等。 因此，第2晶体管36和低侧晶体管ML，漏极电压之间、栅极电压之间、源极电压之间相等，在 第2晶体管36中，流过与低侧晶体管ML中流过的线圈电流I m成比例的检测电流Im'。
[0103] 再有，电流检测电路30的结构不限于图5的结构，也可以使用公知的其他电路。
[0104] 滤波器40除去检测电流Iu'的高频分量，并将其变换为电压的检测信号。斜坡补 偿器42包括：生成斜坡信号的斜坡发生器44 ;以及将斜坡信号重叠在滤波器40的输出上 的加法器46。PWM比较器48将误差电压VEKK和斜坡补偿器42的输出进行比较，在斜坡补 偿器42的输出较大时，即线圈电流I m超过对应于误差电压VEKK的电流电平时，将复位信号 SRST肯定（商电平）。
[0105] 脉冲发生器50包括振荡器52、触发器54。振荡器52生成具有脉宽调制的周期Ts 的时钟信号CK。触发器54的置位端子上输入时钟信号CK，复位端子上输入复位信号SKT。 触发器54的输出Sl_l响应时钟信号CK的上升沿，每周期Ts地转变为高电平，复位信号S KST 被肯定（assert)时，转移到低电平。
[0106] 以上是DC / DC变换器2a的结构。接着说明其动作。图6是图5的DC / DC变 换器2a的重负载状态Φ N的工作波形图。在各通道CH中，线圈电流稳定为对应于公共 的误差电压VEKK的平均电流IAVE。N个通道有效时，平均电流IAVE为I TOT / N。
[0107] 这样，根据第1变形例的DC / DC变换器2a，无论多个通道的电感器的电感的不均 匀性如何，都能够使线圈电流的平均值一致，能够抑制线圈电流的偏移。
[0108](第2变形例)
[0109] 在实施方式中，说明了降压型的DC / DC变换器，但本实用新型不限于此，也适用 于升压型、或升降压型的DC / DC变换器。
[0110] 基于实施方式说明了本实用新型，但实施方式仅仅表示本实用新型的原理、应用， 在实施方式中，在不脱离权利要求的范围所规定的本实用新型的思想的范围中，可断定有 许多变形例或配置的变更。
【权利要求】
1. 一种DC / DC变换器，为多相DC / DC变换器，其特征在于，包括： 输出线路，连接了负载； 输出电容器，连接到所述输出线路； 多个电感器，对每个通道设置，各个电感器的一端与输出线路连接； 多个开关电路，对每个通道设置，各个开关电路的输出端子连接到对应的电感器的另 一端；以及 控制器，根据所述负载中流过的负载电流的量，使有效的通道的数改变，控制对应于有 效的通道的开关电路，以使对应于所述输出线路的输出电压的反馈电压与规定的目标电压 一致， 在仅单一的通道有效的最轻负载状态中，该单一的通道中设置的电感器的电感被设定 为与其他通道的电感器的电感不同的值，以在所述最轻负载状态中得到高效率。
2. 如权利要求1所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述其他通道的电感器的电感具有完全相等的值。
3. 如权利要求1或2所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述其他通道的电感器的电感被确定，以在重负载状态中得到高效率。
4. 如权利要求1或2所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述控制器包括： 误差放大器，放大所述反馈电压和所述目标电压的误差，并生成误差电压；以及 多个脉冲调制器，对每个通道设置，分别生成占空比被调节的脉冲信号，以使对应的通 道的电感器中流过的线圈电流的平均值接近对应于所述误差电压的电流值。
5. 如权利要求4所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述多个脉冲调制器分别包括： 电流检测电路，检测对应的线圈电流，并生成对应于线圈电流的检测信号； 滤波器，除去所述检测信号的高频分量； 斜坡补偿器，在所述检测信号上重叠斜坡信号； 比较器，将所述斜坡补偿器的输出和所述误差电压进行比较，并生成复位信号；以及 脉冲发生器，根据所述复位信号和规定的周期的时钟信号，生成电平转移的脉冲信号。
6. -种DC / DC变换器，为多相DC / DC变换器，其特征在于，包括： 输出线路，连接了负载； 输出电容器，连接到所述输出线路； 多个电感器，对每个通道设置，各个电感器的一端与输出线路连接； 多个开关电路，对每个通道设置，各个开关电路的输出端子连接到对应的电感器的另 一端；以及 控制器，根据所述负载中流过的负载电流的量，使有效的通道的数改变，控制对应于有 效的通道的开关电路，以使对应于所述输出线路的输出电压的反馈电压与规定的目标电压 一致， 在仅单一的通道有效的最轻负载状态中，该单一的通道中设置的电感器的电感具有比 其他通道的电感器的电感高的值。
7. 如权利要求6所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述其他通道的电感器的电感具有完全相等的值。
8. 如权利要求6或7所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述其他通道的电感器的电感被确定，以在重负载状态中得到高效率。
9. 如权利要求6或7所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述控制器包括： 误差放大器，放大所述反馈电压和所述目标电压的误差，并生成误差电压；以及 多个脉冲调制器，对每个通道设置，各个脉冲调制器生成占空比被调节的脉冲信号，以 使对应的通道的电感器中流过的线圈电流的平均值接近对应于所述误差电压的电流值。
10. 如权利要求9所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述多个脉冲调制器各自包括： 电流检测电路，检测对应的线圈电流，并生成对应于线圈电流的检测信号； 滤波器，除去所述检测信号的高频分量； 斜坡补偿器，在所述检测信号上重叠斜坡信号； 比较器，将所述斜坡补偿器的输出和所述误差电压进行比较，并生成复位信号；以及 脉冲发生器，根据所述复位信号和规定的周期的时钟信号，生成电平转移的脉冲信号。
11. 一种电子设备，其特征在于，包括： 处理器；以及 对所述处理器供给电源电压的权利要求1、2、6、7中任意一项记载的DC / DC变换器。
【文档编号】H02M3/155GK203851025SQ201420182999
【公开日】2014年9月24日 申请日期:2014年4月15日 优先权日:2013年4月15日
【发明者】石野勉, 坂本忠之 申请人:罗姆股份有限公司
【专利摘要】本实用新型的课题是改善多相DC/DC变换器的轻负载状态中的效率，提供一种DC/DC变换器和使用它的电子设备。DC/DC变换器(2)根据每个通道的电感器(L1)、每个通道的开关电路(14)、以及负载(4)中流过的负载电流(IOUT)的量，使设为有效的通道的数(K)改变，控制与有效的通道对应的开关电路(CH1～CHK)，以使对应于输出电压(VOUT)的反馈电压(VFB)与规定的目标电压(VREF)一致。在最轻负载状态中，控制器(16)仅使单一的通道(CH1)有效。通道(CH1)中设置的电感器(L1)的电感(L1)被设定为与其他通道的电感器(L1)的电感不同的值，以在最轻负载状态中得到高效率。
【专利说明】
【技术领域】
[0001] 本实用新型涉及DC / DC变换器。 DC / DC变换器和使用它的电子设备
【背景技术】
[0002] 随着半导体技术的进步，半导体器件的工作电压日益下降。在CPU (Central Processing Unit ;中央处理器）、GPU (Graphics Processing Unit ;图形处理器）、 DSP (Digital Signal Processor ;数字信号处理器）中，还在开发在电源电压1. 5V下动作的 处理器。在这样的半导体器件中，例如直接供给3V左右的电源电压时，功率损耗较大。在 这样的情况下，利用将3V的电压降压到1. 5V的DC / DC变换器。
[0003] 这里，CPU、GPU、DSP在待机状态中工作电流实质上下降至零电平，在工作状态中， 随着信号处理量加大，工作电流增大。即，DC / DC变换器的输出电流（负载电流）在数 mA?数A的范围内动态地变动。
[0004] 为了应对这样较大的负载电流的动态范围，利用多相DC / DC变换器（专利文献 1)。
[0005] 现有技术文献
[0006] 专利文献
[0007] 专利文献1日本特开2006-211760号公报 实用新型内容
[0008] 实用新型要解决的课题
[0009] 多相DC / DC变换器具有多个通道（channel)，包括对每个通道设置的多个电感 器。以往，多个通道的电感器的电感被全部相等地设计。具体地说，在负载电流较大的重负 载状态中，为了得到高效率，将所有的电感器的电感相等地确定。
[0010] 可是，因近年来的节能的要求，在寻求对DC / DC变换器进一步的低功耗。特别地， 在负载即CPU等为待机状态的轻负载状态中，要求DC / DC变换器的功耗也尽力降低，并降 低作为系统整体的功耗。
[0011] 本实用新型鉴于这样的课题而完成，其某一方式的例示性的目的之一在于，提供 改善了轻负载状态中的效率的多相DC / DC变换器。
[0012] 解决问题的方案
[0013] 本实用新型的方式涉及多相DC / DC变换器。该DC / DC变换器包括：输出线路， 连接了负载；输出电容器，连接到输出线路；多个电感器，对每个通道设置，各个电感器的 一端与输出线路连接；多个开关电路，对每个通道设置，各个开关电路的输出端子连接到对 应的电感器的另一端；以及控制器，根据负载中流过的负载电流的量，使有效（active)的 通道的数改变，控制对应于有效的通道的开关电路，以使对应于输出线路的输出电压的反 馈电压与规定的目标电压一致。
[0014] 在仅单一的通道有效的最轻负载状态中，该单一的通道中设置的电感器的电感被 设定为与其他通道的电感器的电感不同的值，以在最轻负载状态中得到高效率。
[0015] 根据该方式，对于在负载电流为最小的最轻负载状态中成为有效的通道，通过重 视最轻负载状态的效率而不是重负载状态中的效率，从而确定电感器的电感，能够改善轻 负载状态的效率。
[0016] 其他通道的电感器的电感也可以具有完全相等的值。
[0017] 此外，也可以将其他通道的电感器的电感以在重负载状态中得到高效率来确定。
[0018] 控制器也可以包括：误差放大器，放大反馈电压和目标电压的误差，并生成误差电 压；以及多个脉冲调制器，对每个通道设置，分别生成占空比被调节的脉冲信号，以使对应 的通道的电感器中流过的线圈电流的平均值接近对应于误差电压的电流值。
[0019] 由此，能够使多个通道的电感器中流过的电流的平均值一致。
[0020] 多个脉冲调制器也可以分别包括：电流检测电路，检测对应的线圈电流，并生成对 应于线圈电流的检测信号；滤波器，除去检测信号的高频分量；斜坡补偿器，在检测信号上 重叠斜坡信号；比较器，将斜坡补偿器的输出和误差电压进行比较，并生成复位信号；以及 脉冲发生器，根据复位信号和规定的周期的时钟信号，生成电平转移的脉冲信号。
[0021] 本实用新型的另一方式也涉及多相DC / DC变换器。
[0022] 该DC / DC变换器包括：输出线路，连接了负载；输出电容器，连接到输出线路；多 个电感器，对每个通道设置，各个电感器的一端与输出线路连接；多个开关电路，对每个通 道设置，各个开关电路的输出端子连接到对应的电感器的另一端；以及控制器，根据负载中 流过的负载电流的量，使有效的通道的数改变，控制对应于有效的通道的开关电路，以使对 应于输出线路的输出电压的反馈电压与规定的目标电压一致。在最轻负载状态中，在有效 的单一的通道中设置的电感器的电感具有比其他通道的电感器的电感高的值。
[0023] 根据该方式，能够减小轻负载状态中的线圈电流的峰值。由此，开关电路的开关元 件的导通电阻造成的损耗的降低量超过随着开关频率的上升而导致的损耗的增大部分，所 以能够改善作为整体的效率。
[0024] 其他通道的电感器的电感也可以具有完全相等的值。
[0025] 此外，也可以将其他通道的电感器的电感以在重负载状态中得到高效率来确定。
[0026] 控制器也可以包括：误差放大器，放大反馈电压和所述目标电压的误差，并生成误 差电压；以及多个脉冲调制器，对每个通道设置，各个脉冲调制器生成占空比被调节的脉 冲信号，以使对应的通道的电感器中流过的线圈电流的平均值接近对应于误差电压的电流 值。
[0027] 由此，能够使多个通道的电感器中流过的电流的平均值一致。
[0028] 多个脉冲调制器也可以分别包括：电流检测电路，检测对应的线圈电流，并生成对 应于线圈电流的检测信号；滤波器，除去检测信号的高频分量；斜坡补偿器，在检测信号上 重叠斜坡信号；比较器，将斜坡补偿器的输出和误差电压进行比较，并生成复位信号；以及 脉冲发生器，根据复位信号和规定的周期的时钟信号，生成电平转移的脉冲信号。
[0029] 本实用新型的另一方式涉及电子设备。电子设备也可包括：处理器；以及对处理 器供给电源电压的上述任意一项记载的DC / DC变换器。
[0030] 再有，将以上结构要素的任意组合、本实用新型的结构要素或表现在方法、装置、 系统等之间相互置换得到的方式，作为本实用新型的方式也是有效的。
[0031] 实用新型的效果
[0032] 根据本实用新型的某一方式，能够改善轻负载状态中的效率。
【专利附图】
【附图说明】
[0033] 图1是表示实施方式的包括多相型DC / DC变换器的电子设备的结构的方框图。
[0034] 图2是最轻负载状态中的DC / DC变换器的工作波形图。
[0035] 图3是表示第1通道的电感器的电感和最轻负载状态中的DC / DC变换器的效率 之间的关系的图。
[0036] 图4(a)、（b)是表示重负载状态ΦΝ和最轻负载状态Φ1中的效率的图。
[0037] 图5是第1变形例的DC / DC变换器的电路图。
[0038] 图6是图5的DC / DC变换器的重负载状态ΦN的工作波形图。
[0039] 标号说明
[0040] 2. · .DC / DC变换器、4. ·.负载、10. ··输入线路、12. ··输出线路、14. ··开关电 路、16...控制器、20...通道控制单元、22...误差放大器、24...脉冲调制器、26...驱动 器、L1...电感器、C1...输出电容器、100. .·电子设备。
【具体实施方式】
[0041] 以下，基于优选实施方式并参照【专利附图】
【附图说明】本实用新型。对各附图所示的相同或同 等的结构要素、构件、处理附加相同的标号，并适当省略重复的说明。此外，实施方式是例 示而不是限定实用新型，实施方式所记载的所有特征或其组合未必都是实用新型的本质部 分。
[0042] 在本说明书中，所谓"构件A与构件B相连接的状态"，除构件A与构件B物理地直 接连接的情况外，还包括构件A和构件B通过不对它们的电连接状态产生影响的其它构件 间接连接的情况。
[0043] 同样地，所谓"构件C被设在构件A与构件B之间的状态"，除构件A与构件C、或 者构件B与构件C直接连接的情况外，还包括通过不对它们的电连接状态产生影响的其他 构件间接连接的情况。
[0044] 图1是表示实施方式的包括多相（通道数N为2以上）型的DC / DC变换器2的 电子设备1〇〇的结构的方框图。
[0045] 电子设备100包括DC / DC变换器2和负载4。例如，电子设备100是笔记本型 PC、电视机或显示器装置、录音（recorder)设备、游戏机。负载4例如是CPU、GPU、DSP。
[0046] DC / DC变换器2包括输入线路10、输出线路12、多个开关电路14_1?14_N、多 个电感器Ll_l?L1_N以及控制器16。
[0047] 在输入线路10中，供给直流的输入电压VIN。输入电压VIN可以是来自电池的电池 电压，也可以是将商用交流电压进行平滑整流得到的电压。
[0048] 在输出线路12中，以CPU或DPS为首，连接其工作电流动态变动的负载4。输出电 容器C1设置在输出线路12和接地线之间。
[0049] 对每个通道设置多个（N个）电感器Ll_l?L1_N，各个电感器的一端与输出线路 12连接。
[0050] 对每个通道设置多个开关电路14_1?14_N，各个开关电路的输出端子LX连接到 对应的电感器Ll_l?L1_N的另一端。
[0051] 控制器16根据负载4中流过的负载电流IQUT的量，使有效的通道的数 K(1彡K彡N)改变。而且，控制器16切换控制对应于有效的通道CH1?CHK的开关电路 14_1?14_K，以使对应于输出线路12的输出电压的反馈电压V FB与规定的目标电压VKEF 一致，对于非有效的通道CH(K+1)?CHN，停止切换。控制器16也可以按（360 / N)°的相 位差来切换有效的通道CH1?CHK的开关电路14_1?14_K。
[0052] 具体地说，在负载电流IOT较大的重负载状态Φ Ν中，Κ=Ν，所有的通道CH1?CHN 有效。在负载电流U非常小，或者实质上为零的最轻负载状态Φ1中，K=l，仅单一的通道 CH1有效。在负载电流取重负载状态ΦΝ和最轻负载状态Φ1之间的中间的值时，也可 以存在Κ=2、Κ=3、· · ·、Κ=Ν-1 的状态 Φ2 ?ΦΝ-1。
[0053] 控制器16包括通道控制单元20、误差放大器22、脉冲调制器24、多个驱动器 26_1 ?26_Ν。
[0054] 通道控制单元20根据负载电流IQUT，控制有效的通道数Κ。例如DC / DC变换器2 也可以包括检测负载电流的电流传感器。该情况下，通道控制单元20基于电流传感器 的检测值，也可以确定有效的通道数K。
[0055] 或者，负载4也有⑴从自身的状态可估计负载电流的量，或（ii)内置电流 传感器，可测定负载电流I OTT的量的情况。在这些情况下，通道控制单元20也可以基于来 自负载4的控制信号，确定有效的通道数K。
[0056] 误差放大器22将反馈电压VFB和规定的基准电压VKEF的误差放大，并生成误差电 压V EKK。脉冲调制器24基于误差电压VEKK和有效的通道数K，对于各个有效的通道CH1? CHK，生成脉冲调制后的脉冲信号Sl_l?S1_K。误差放大器22通过脉宽调制（PWM)或脉冲 频率调制（PFM)，调节脉冲信号Sl_l?S1J(的占空比。脉冲调制器24例如可以是电压模 式的调制器，也可以是电流模式的调制器，其结构没有特别地限定。
[0057] 对每个通道CH1?CHN设置多个驱动器26_1?26_N。有效的通道CH1?CHK的 驱动器26_1?26_K根据对应的脉冲信号Sl_l?S1_K，切换对应的开关电路14_1?14_ K〇
[0058] 接着，说明多个电感器Ll_l?L1_N的确定方法。
[0059] 在本实施方式中，在仅单一的通道CH1为有效的最轻负载状态Φ1中，该单一的通 道CH1中设置的电感器L1的电感（记为Ll_l)被设定为与其他通道的电感器的电感（记 为Ll_2?L1_N)不同的值，以在最轻负载状态Φ 1中得到高效率。
[0060] 图2是最轻负载状态中的DC / DC变换器2的工作波形图。在最轻负载状态中， 控制器16以所谓的PFM模式工作。在PFM模式中，将导通区间TQN、截止区间T QFF、高阻抗区 间THiZ反复。在图2中，表示对电感器Ll_l的不同的电感的波形（i)、（ii)。
[0061] 具体地说，某个导通期间--期间，开关电路14_1的高侧一侧的晶体管导通，其输 出LX为高电平电压。此时，在电感器Ll_l的两端间被施加电压（V IN-VOT)，所以电感器 L1中流过的电流以与（V^V^) / Ll_l成比例的斜率上升，电感器Ll_l中存储的能量 增大。
[0062] 例如，脉冲调制器24也可以将导通区间Tw固定为规定的时间。
[0063] 或者，脉冲调制器24也可以检测导通区间TQN中的线圈电流，在线圈电流I u达 到规定的峰值时，转移到下一个截止区间Τ_。
[0064] 接着在截止期间期间，开关电路14_1的低侧一侧的晶体管导通，其输出LX为 低电平电压（接地电压。截止期间期间，在电感器L1的两端间被施加电压，电 感器Ll_l中流过的电流以V TOT / Ll_l的斜率减少。
[0065] 例如，脉冲调制器24也可以检测截止区间中的线圈电流Iu，并在该电流值实 质是为零时，转移到下一个高阻抗区间THiZ。
[0066] 在导通期间?*和截止期间中，输出电容器Cl因电感器Ll_l中流过的电流 而被充电，输出电压V〇 UT上升。
[0067] 接着在高阻抗区间THiZ期间，开关电路14_1的高侧一侧、低侧一侧的晶体管两方 为截止，开关端子LX为高阻抗。由此，停止从电感器L1向输出电容器C1的电流供给。高 阻抗区间T HiZ期间，输出电容器C1通过负载电流Ι〇υτ而被放电，输出电压V〇UT随着时间而下 降。
[0068] 例如，脉冲调制器24将对应于输出电压的反馈电压VFB与规定的基准电压V KEF 进行比较，并在反馈电压VFB下降至基准电压VKEF时，转移到导通区间Tw。
[0069] 在导通区间?*之前、截止区间之前，也可以插入开关电路14的高侧晶体管、低 侧晶体管两方为截止的空载时间（dead time)TDT。导通区间1^之前的空载时间TDT期间，电 感器L1中流过的电流经由高侧晶体管的体二极管流过，所以开关端子的电压V u为VIN+VF。 VF是体二极管（body diode)的正向电压。此外，截止区间T〇FF2前的空载时间TDT期间，电 感器L1中流过的电流经由低侧晶体管的体二极管流过，所以开关端子的电压V u为_VF。VF 是体二极管的正向电压。
[0070] 根据该PFM控制，反馈电压VFB将基准电压VKEF作为底部电平（bottom level)而被 稳定。
[0071] 图3是表示第1通道CH1的电感器Ll_l的电感和最轻负载状态中的DC / DC变 换器2的效率之间的关系的图。图3所示的效率是，在设计了 N=5通道的DC / DC变换器 2时，通过模拟计算出的。再有，纵轴被归一化，以使总功率PTOm为100%。
[0072] DC / DC变换器2的效率按供给到负载4的功率ΡωΑΒ和对DC / DC变换器2加入 的总功率比给出。供给到负载4的功率卩_按以下的式⑴给出。
[0073] Pload-(Ptotal-Ploss) · · · (!)
[0074] 卩^^是由负载4以外消耗的功率损耗，按以下的式给出。
[0075] Plciss- (Pic+Psw+PpM〇s+P NM0S) · · · (2)
[0076] 。表示控制器16的核心部分（22, 20, 24等）的功耗，Psw表示伴随开关电路14的 高侧晶体管、低侧晶体管的栅极电容的充放电的功耗、P PM()S表示高侧晶体管的导通电阻造 成的功率损耗，PN?表示低侧晶体管的导通电阻造成的功率损耗。另外在I% ss中，还包含电 感器L1或输出电容器C1的寄生电阻（ESR)造成的功率损耗，但这里省略了。
[0077] 如图2所示，在导通时间I*固定的条件下，在PFM模式的1周期、即1次导通区间 TQN和截止区间中，供给到输出电容器C1的线圈电流的积分值（即输出电压VOTT的 上升幅度）对应于电感器Ll_l的电感值。
[0078] 具体地说，如⑴所示，电感值越小，线圈电流込的积分值越大，1周期中的输出 电压的上升幅度越大。相反地，如（ii)所示，电感值越大，线圈电流込的积分值越小， 因此1周期中的输出电压vOTT的上升幅度越小。
[0079] B卩，如⑴所示，电感值越小，PFM模式中的开关频率越低，如（ii)所示，电感值 越大，开关频率f2越商。
[0080] 如图3所示，开关频率越高，即电感值越大，核心部分的功耗Prc开关电路14的栅 极电容的充放电上需要的功率P sw越大。
[0081] 另一方面，线圈电流的峰值越大，即电感越小，高侧晶体管、低侧晶体管各自的 导通电阻中功率损耗越大。
[0082] 参照图3,将最轻负载状态Φ 1中的损耗PMSS设为最小，换句话说将效率设为最大 的电感值为InH。因此，第1通道CH1的电感器L1的电感值被设定为InH。
[0083] 对于其他通道CH2?CHN的电感Ll_2?L1_N，与以往的多相DC / DC变换器同 样，以重负载状态ΦΝ中的效率为最大来确定即可，在与图3相同的条件下进行计算的情况 下，其最佳值为〇.47nH。
[0084] 以上是DC / DC变换器2的结构。接着说明其效果。
[0085] 图4(a)、（b)是重负载状态ΦΝ和最轻负载状态Φ 1中的效率的图。横轴表示负 载电流。在图4(a)、（b)中分别表示将第1通道CH1的电感设为ΙμΗ，将其他通道的 电感设为〇. 47 μ Η的实施方式的DC / DC变换器2的效率（i)、以及将全通道的电感设为 0.47 μ Η的现有技术中的效率（ii)。
[0086] 根据实施方式的DC / DC变换器2,通过重视最轻负载状态Φ 1的效率来确定第1 通道CH1的电感，如图4(b)所示，与现有技术相比，能够将效率改善5%左右。
[0087] 另一方面，参照图4(a)，在负载电流最大的区域?8000mA)中，实施方式 的DC / DC变换器2的效率恶化1. 3%左右。这是起因于第1通道CH1的电感Ll_l较大， 其直流电阻分量增大，第1通道中的损耗增大。但是，最轻负载状态Φ1中的较大的效率的 改善，足以补偿重负载状态中的效率的略微恶化。
[0088] 供给到负载4的负载电流ITOT时刻动态地变动。包括DC / DC变换器2和负载4 的系统整体的耗电量P[Wh]按以下的式给出。
[0089] Ρ= (?! X Ρ!+Τ2 X Ρ2+. . . +ΤΝ X ΡΝ) = ( Σ i = ! ^TiPi). . . (3)
[0090] Ti表示i个通道为有效的时间，Pi表示那时的功耗。
[0091] 根据负载4的种类，有仅单一的通道为有效的最轻负载状态的功耗TiXPi比其他 状态的功耗大的情况、或与其他状态的功耗相比不能忽略的情况。例如，在装载在笔记本 PC、平板PC、电视机或录音设备、游戏机等的电子设备上的情况下，?\相当于电子设备为待 机状态的时间。这种情况下，有待机状态的时间?\比电子设备实际使用/实际工作的时间 T2、T3、. . . ΤΝ长的情况，在式（3)中，有TiXPi的项为支配性的情况。
[0092] 在这样的状况中，使用实施方式的DC / DC变换器2,通过确定电感器Ll_l的电感 值，以使最轻负载状态Φ1的效率提高，从而能够降低耗电量。
[0093] 从另一角度来看，在最轻负载状态Φ1中作为有效的单一的通道CH1中设置的电 感器Ll_l的电感，具有比其他通道CH2?CHN的电感器Ll_l?L1_N的电感高的值。
[0094] 由此，可以减小最轻负载状态Φ1中的线圈电流Iu的峰值。由此，开关电路12的 开关元件（高侧（high side)晶体管、低侧（low side)晶体管）的导通电阻造成的损耗的 下降量超过开关频率的上升带来的损耗的增大部分，所以可以改善作为整体的效率。
[0095] 以上，基于实施方式说明了本实用新型。本领域技术人员当然理解，该实施方式是 例示，在它们的各结构要素或各处理过程（process)的组合中能够有各种各样的变形例， 而这样的变形例也在本实用新型的范围内。以下，说明这样的变形例。
[0096] (第1变形例）
[0097] 在实施方式的DC / DC变换器2中，将多个通道的电感器Ll_l?L1_N的电感设 计为不同的值，所以将各通道的开关电路14以相同的占空比开关时，有在线圈电流上产 生偏移的顾虑。此外，在构成各通道的开关电路14的功率晶体管的导通电阻上有偏差时， 有在线圈电流I u上产生偏移的顾虑。某个通道CHi的电感器Ll_i中电流较大地流过时， 会加速该电感器Ll_i的劣化。在第1变形例中，说明可抑制电流的偏移的DC / DC变换器 2a的具体结构。
[0098] 图5是第1变形例的DC / DC变换器2a的电路图。
[0099] 控制器16a包括误差放大器22、每个通道的脉冲调制器24_1?24_N、每个通道的 驱动器26_1?26_N。脉冲调制器24_1?24_N具有相同的结构，所以仅说明第1通道。 [0100] 脉冲调制器24_1是所谓的平均电流模式的脉宽调制器。脉冲调制器24_1检测在 对应的通道的电感器Ll_l中流过的电流Im，并生成占空比被调节的脉冲信号Sl_l，以使 该平均电流Im-AVE与对应于误差电压VEKK的电流电平一致。
[0101] 脉冲调制器24_1包括电流检测电路30、滤波器40、斜坡补偿器42、PWM比较器48、 脉冲发生器50。电流检测电路30基于对应的开关电路14_1的低侧晶体管ML的导通状态 中的电压降（漏极-源极间电压），检测线圈电流I m。
[0102] 例如，电流检测电路30包括误差放大器32、第1晶体管34、第2晶体管36。第2 晶体管36是与低侧晶体管ML相同的N沟道M0SFET，在其栅极上，输入与低侧晶体管ML为 导通状态相同的电压V M。第1晶体管34的源极与第2晶体管36的漏极连接。误差放大器 32的同相输入端子上，输入低侧晶体管ML的漏极电压V u、即导通状态中的低侧晶体管ML 的漏极源极间电压VDS。误差放大器32的反相输入端子与第2晶体管36的漏极连接。通 过误差放大器32的反馈，第2晶体管36的漏极电压与低侧晶体管ML的漏极电压V u相等。 因此，第2晶体管36和低侧晶体管ML，漏极电压之间、栅极电压之间、源极电压之间相等，在 第2晶体管36中，流过与低侧晶体管ML中流过的线圈电流I m成比例的检测电流Im'。
[0103] 再有，电流检测电路30的结构不限于图5的结构，也可以使用公知的其他电路。
[0104] 滤波器40除去检测电流Iu'的高频分量，并将其变换为电压的检测信号。斜坡补 偿器42包括：生成斜坡信号的斜坡发生器44 ;以及将斜坡信号重叠在滤波器40的输出上 的加法器46。PWM比较器48将误差电压VEKK和斜坡补偿器42的输出进行比较，在斜坡补 偿器42的输出较大时，即线圈电流I m超过对应于误差电压VEKK的电流电平时，将复位信号 SRST肯定（商电平）。
[0105] 脉冲发生器50包括振荡器52、触发器54。振荡器52生成具有脉宽调制的周期Ts 的时钟信号CK。触发器54的置位端子上输入时钟信号CK，复位端子上输入复位信号SKT。 触发器54的输出Sl_l响应时钟信号CK的上升沿，每周期Ts地转变为高电平，复位信号S KST 被肯定（assert)时，转移到低电平。
[0106] 以上是DC / DC变换器2a的结构。接着说明其动作。图6是图5的DC / DC变 换器2a的重负载状态Φ N的工作波形图。在各通道CH中，线圈电流稳定为对应于公共 的误差电压VEKK的平均电流IAVE。N个通道有效时，平均电流IAVE为I TOT / N。
[0107] 这样，根据第1变形例的DC / DC变换器2a，无论多个通道的电感器的电感的不均 匀性如何，都能够使线圈电流的平均值一致，能够抑制线圈电流的偏移。
[0108](第2变形例)
[0109] 在实施方式中，说明了降压型的DC / DC变换器，但本实用新型不限于此，也适用 于升压型、或升降压型的DC / DC变换器。
[0110] 基于实施方式说明了本实用新型，但实施方式仅仅表示本实用新型的原理、应用， 在实施方式中，在不脱离权利要求的范围所规定的本实用新型的思想的范围中，可断定有 许多变形例或配置的变更。
【权利要求】
1. 一种DC / DC变换器，为多相DC / DC变换器，其特征在于，包括： 输出线路，连接了负载； 输出电容器，连接到所述输出线路； 多个电感器，对每个通道设置，各个电感器的一端与输出线路连接； 多个开关电路，对每个通道设置，各个开关电路的输出端子连接到对应的电感器的另 一端；以及 控制器，根据所述负载中流过的负载电流的量，使有效的通道的数改变，控制对应于有 效的通道的开关电路，以使对应于所述输出线路的输出电压的反馈电压与规定的目标电压 一致， 在仅单一的通道有效的最轻负载状态中，该单一的通道中设置的电感器的电感被设定 为与其他通道的电感器的电感不同的值，以在所述最轻负载状态中得到高效率。
2. 如权利要求1所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述其他通道的电感器的电感具有完全相等的值。
3. 如权利要求1或2所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述其他通道的电感器的电感被确定，以在重负载状态中得到高效率。
4. 如权利要求1或2所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述控制器包括： 误差放大器，放大所述反馈电压和所述目标电压的误差，并生成误差电压；以及 多个脉冲调制器，对每个通道设置，分别生成占空比被调节的脉冲信号，以使对应的通 道的电感器中流过的线圈电流的平均值接近对应于所述误差电压的电流值。
5. 如权利要求4所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述多个脉冲调制器分别包括： 电流检测电路，检测对应的线圈电流，并生成对应于线圈电流的检测信号； 滤波器，除去所述检测信号的高频分量； 斜坡补偿器，在所述检测信号上重叠斜坡信号； 比较器，将所述斜坡补偿器的输出和所述误差电压进行比较，并生成复位信号；以及 脉冲发生器，根据所述复位信号和规定的周期的时钟信号，生成电平转移的脉冲信号。
6. -种DC / DC变换器，为多相DC / DC变换器，其特征在于，包括： 输出线路，连接了负载； 输出电容器，连接到所述输出线路； 多个电感器，对每个通道设置，各个电感器的一端与输出线路连接； 多个开关电路，对每个通道设置，各个开关电路的输出端子连接到对应的电感器的另 一端；以及 控制器，根据所述负载中流过的负载电流的量，使有效的通道的数改变，控制对应于有 效的通道的开关电路，以使对应于所述输出线路的输出电压的反馈电压与规定的目标电压 一致， 在仅单一的通道有效的最轻负载状态中，该单一的通道中设置的电感器的电感具有比 其他通道的电感器的电感高的值。
7. 如权利要求6所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述其他通道的电感器的电感具有完全相等的值。
8. 如权利要求6或7所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述其他通道的电感器的电感被确定，以在重负载状态中得到高效率。
9. 如权利要求6或7所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述控制器包括： 误差放大器，放大所述反馈电压和所述目标电压的误差，并生成误差电压；以及 多个脉冲调制器，对每个通道设置，各个脉冲调制器生成占空比被调节的脉冲信号，以 使对应的通道的电感器中流过的线圈电流的平均值接近对应于所述误差电压的电流值。
10. 如权利要求9所述的DC / DC变换器，其特征在于， 所述多个脉冲调制器各自包括： 电流检测电路，检测对应的线圈电流，并生成对应于线圈电流的检测信号； 滤波器，除去所述检测信号的高频分量； 斜坡补偿器，在所述检测信号上重叠斜坡信号； 比较器，将所述斜坡补偿器的输出和所述误差电压进行比较，并生成复位信号；以及 脉冲发生器，根据所述复位信号和规定的周期的时钟信号，生成电平转移的脉冲信号。
11. 一种电子设备，其特征在于，包括： 处理器；以及 对所述处理器供给电源电压的权利要求1、2、6、7中任意一项记载的DC / DC变换器。
【文档编号】H02M3/155GK203851025SQ201420182999
【公开日】2014年9月24日 申请日期:2014年4月15日 优先权日:2013年4月15日
【发明者】石野勉, 坂本忠之 申请人:罗姆股份有限公司
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