本发明涉及一种降低随着电力变换装置的开关动作产生的噪声端子电压(disturbance voltage)的技术。
背景技术：
图5是具备将交流电压变换为直流电压的第一转换器以及将直流电压变换为交流电压的第二转换器的双转换器(double converter)的电路图。
在图5中，单相交流电源1的两端经由EMI(Electro Magnetic Interference：电磁干扰)滤波器21而与交流输入端子R1、S1连接。在交流输入端子R1、S1与接地点之间连接有接地电容器30，在交流输入端子R1、S1之间连接有电容器33。
交流输入端子R1经由电抗器60而与作为半导体开关元件50、51之间的连接点的A点连接。
与开关元件50、51的串联电路分别并联地连接有电容器31、32的串联电路以及开关元件52、53的串联电路，电容器31、32之间的连接点与交流输入端子S1连接。当将开关元件52、53之间的连接点设为B点时，电抗器61和电容器34串联地连接在B点与交流输入端子S1之间。另外，在电容器34的两端连接有EMI滤波器22，在该EMI滤波器22的两端连接有负载7。并且，在电容器34的两端与接地点之间连接有接地电容器35。
在图5中，示出了全部开关元件50～53均使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)的情况，但是也存在使用MOSFET(Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor：金属-氧化物硅场效应晶体管)来代替IGBT的情况，另外，还存在使用二极管来代替开关元件50～53的情况。
在该双转换器中，通过构成第一转换器的开关元件50、51的接通断开动作，将交流电压变换为直流电压来对电容器31、32进行充电，并且，通过构成第二转换器的开关元件52、53的接通断开动作，将直流电压变换为交流电压来供给到负载7。
在此，随着开关元件50～53的开关动作，作为开关元件之间的连接点的A点、B点的电位以高的频率变动。
如图6所示，在电路内的各部、例如A点、B点与接地点之间存在寄生电容40、41。因此，随着A点、B点的电位变动，经由寄生电容40和接地电容器30的高频泄漏电流I1或者经由寄生电容41和接地电容器35的高频泄漏电流I3在电路内循环，由此产生因共模噪声引起的噪声端子电压。
在这种电力变换装置中，有时会要求以高的开关频率进行动作以实现高效化、小型化，例如还存在以数百[kHz]这样的高频率进行开关动作的情况。在这种高的开关频率下，由于随着开关动作产生的电位的时间变化率(dv/dt)变大而高频泄漏电流变大，结果噪声端子电压也有变大的趋势。
EMI滤波器21、22对于共用交流电源1的外部设备而言作为用于去除因开关动作引起的噪声的共模噪声滤波器而发挥功能。因而，通过使EMI滤波器21、22大容量化，能够提高噪声端子电压的降低效果，但是存在会招致部件、装置的大型化、成本增加这样的问题。
彻底地降低噪声端子电压的方法是使如图6所示的寄生电容40、41极小化。因此，以往以来在部件的配置、布线路径等各种方面下工夫，但是任何方式都有极限，完全消除寄生电容是极为困难的。
作为降低噪声端子电压的以往技术的一例，已知专利文献1所记载的发明。
图7是表示专利文献1所记载的发明的主要部分的电路图。在图7中，Q是半导体开关元件，L是电抗器，N1是主绕组，N2是辅助绕组，C11、C12是电容器，D1是二极管，C1是存在于X点与设备的机架(接地点)之间的寄生电容，C2是连接于辅助绕组与上述机架之间的电容器，Vin是输入电压，Vout是输出电压。
作为图7的动作，当由于开关元件Q的接通断开动作而X点的电位发生变动、从而泄漏电流I1经由寄生电容C1流向机架时，与该电流I1大小相同而方向相反的电流I3经由电容器C2流向辅助绕组N2。
在此，当将主绕组N1和辅助绕组N2的匝数与参照标记同样地设为N1、N2、将寄生电容C1和电容器C2的容量值与参照标记同样地设为C1、C2时，通过设定成C1·N1＝C2·N2，能够抵消因X点的电位变动引起的泄漏电流I1，从而能够降低噪声端子电压。
专利文献1：日本特开2003-153542号公报(第[0026]～[0034]段、图2等)
技术实现要素：
发明要解决的问题
另一方面，最近，以实现高效化为目的而提供了一种多电平的电力变换装置。
例如，图8所示的电力变换装置是三电平AC-DC变换装置(三电平转换器)，基于交流输入电压Vrs来生成3个直流电位Vps、Vsn、0〔V〕。
在图8中，以与图6不同的部分为中心来进行说明，在作为开关元件50、51之间的连接点的A点与作为电容器31、32之间的连接点的S点之间，连接有例如由2个低耐压MOSFET的反向串联电路构成的双向开关54(将2个MOSFET之间的连接点设为B点)。另外，40是A点与接地点之间的寄生电容，43是B点与接地点之间的寄生电容。
在该三电平转换器中，当将电容器31、32的串联电路的两端设为正负的输出端子P、N时，通过开关元件50、51和双向开关54的接通断开动作，能够从作为直流输出端子的P点、N点以及S点产生3个直流电位(Vps、Vsn、0〔V〕)。
在图8的三电平转换器中，如图9所示，A点、B点的电位根据交流输入电压Vrs的极性而变化。
即，在交流输入电压Vrs为正的期间，A点的电位在S点电位(-Vrs/2)与P点电位(Vps-Vrs/2)之间变动，在交流输入电压Vrs为负的期间，A点的电位在S点电位(-Vrs/2)与N点电位(Vsn-Vrs/2)之间变动。另外，在交流输入电压Vrs为正的期间，B点的电位与S点电位(-Vrs/2)相同，在交流输入电压Vrs为负的期间，B点的电位与A点相同、即在S点电位(-Vrs/2)与N点电位(Vsn-Vrs/2)之间变动。
如上所述，在交流输入电压Vrs为负的期间，A点与B点以相同的模式发生电位变动，但是在交流输入电压Vrs为正的期间，A点与B点以不同的模式发生电位变动。因而，流过寄生电容40、43的泄漏电流I1、I3根据交流输入电压Vrs的极性而以不同的模式发生变化。
因此，在如前述的专利文献1那样使用电容器和辅助绕组来降低电路内的一点的电位变动的方法中，无法同时抵消泄漏电流I1、I3。
因此，本发明的目的在于提供一种可靠地抵消经由寄生电容和接地点而在电路内循环流动的泄漏电流、由此降低噪声端子电压的各种电力变换装置。
用于解决问题的方案
为了达到上述目的，本发明以电力变换装置为对象，该电力变换装置是通过多个半导体开关元件的开关动作对从电源供给的电力进行变换并将变换后的电力供给到负载的转换器、逆变器等电力变换装置，该电力变换装置具有将第一半导体开关元件与第二半导体开关元件彼此相连接的第一连接点以及将第三半导体开关元件与第四半导体开关元件彼此相连接的第二连接点，施加于第一连接点的交流电压的一个极性(例如正极性)下的第一连接点的电位变动模式与第二连接点的电位变动模式不同。
而且，本发明的特征是具备电位变动抑制部，该电位变动抑制部注入电压以抑制第一连接点和第二连接点的电位变动。该电位变动抑制部以如下方式进行动作：利用经由与第一连接点连接的电抗器和第一接地电容器流动的第一补偿电流，来抵消由于交流电压的一个极性和另一个极性(即，正和负的极性)下的第一连接点的电位变动而从第一连接点经由寄生电容流向接地点的第一泄漏电流，从而抑制第一连接点的电位变动。并且，电位变动抑制部利用经由电抗器和第二接地电容器流动的第二补偿电流，来抵消由于交流电压的另一个极性(例如负极性)下的第二连接点的电位变动而从第二连接点经由寄生电容流向接地点的第二泄漏电流，从而抑制第二连接点的电位变动。
此外，上述第二连接点是将2个半导体开关元件以反向串联的方式连接而得到的双向开关内的半导体开关元件之间的连接点，构成双向开关的其中一个半导体开关元件与第一连接点连接。
构成电位变动抑制部的电抗器具备主绕组和辅助绕组，该主绕组的一端连接于第一连接点而另一端与辅助绕组的一端连接，该辅助绕组的感应电压的极性与该主绕组的感应电压的极性相反，该辅助绕组的另一端与第一接地电容器连接，且该辅助绕组的另一端经由由半导体开关元件等构成的开关而与第二接地电容器连接。而且，上述开关构成为在施加于第一连接点的交流电压的一个极性(例如正极性)下断开，在交流电压的另一个极性(同样为负极性)下闭合。
为了像这样使开关进行开闭动作，只要将半导体开关元件等连接成与辅助绕组的感应电压的极性相应地接通断开即可。
本发明所涉及的电力变换装置包括通过第一半导体开关元件～第四半导体开关元件的动作来进行交流-直流变换、或直流-交流变换、或交流-交流变换的各种转换器、逆变器。
发明的效果
根据本发明，即使在电力变换装置内存在两个与交流电压的极性相应地电位变动的模式不同的、开关元件之间的连接点的情况下，也能够通过电位变动抑制部的与上述极性相应的动作来自动抵消泄漏电流。由此，能够抑制各连接点的电位变动来降低噪声端子电压。
附图说明
图1A是表示本发明的第一实施方式的电路图。
图1B是图1A中的双向开关54的其它结构图。
图2是将图1A中的开关8具体化的电路图。
图3是表示本发明的第二实施方式的电路图。
图4是表示本发明的第三实施方式的电路图。
图5是以往的双转换器的电路图。
图6是用于说明图5中的泄漏电流的路径的电路图。
图7是表示专利文献1所记载的以往技术的主要部分的电路图。
图8是以往的三电平转换器的电路图。
图9是图8中的各点的电位的说明图。
具体实施方式
下面，按附图来说明本发明的实施方式。首先，图1A是表示本发明的第一实施方式的三电平转换器的电路图，对具有与图8相同的功能的部分标注了相同的参照标记。
在图1A中，单相交流电源1的两端经由EMI滤波器21而与交流输入端子R1、S1连接。在交流输入端子R1、S1与接地点之间连接有接地电容器30。另外，在交流输入端子R1、S1之间连接有电容器33。
交流输入端子R1经由电抗器62的主绕组62m而与作为半导体开关元件50、51之间的连接点的A点连接。电抗器62中设置的辅助绕组62s的一端与主绕组62m的交流输入端子R1侧的一端连接，辅助绕组62s的另一端经由补偿用的接地电容器44而接地。并且，辅助绕组62s的另一端经由开关8与补偿用的接地电容器45的串联电路而接地。在此，主绕组62m与辅助绕组62s以感应电压的极性彼此相反的方式连接。
AC-DC转换器的主电路结构与图8相同。即，与开关元件50、51的串联电路并联地连接有电容器31、32的串联电路，在作为电容器31、32之间的连接点的S点与所述A点之间，连接有例如将低耐压MOSFET等半导体开关元件54a、54b以反向串联的方式连接而得到的双向开关54(将2个开关元件54a、54b之间的连接点设为B点)。
此外，40是A点与接地点之间的寄生电容，43是B点与接地点之间的寄生电容，P点、N点是直流输出端子。
在此，A点相当于权利要求中的第一连接点，B点相当于第二连接点，接地电容器44相当于第一接地电容器，接地电容器45相当于第二接地电容器，寄生电容40相当于第一寄生电容，寄生电容43相当于第二寄生电容。
另外，接地电容器44、45以及电抗器62构成权利要求中的电位变动抑制部。
双向开关的结构不限定于图示例，例如也可以如图1B所示的那样，将IGBT等开关元件541a、541b以反向串联的方式连接来构成双向开关541。
在上述结构中，当将电抗器62的主绕组62m与辅助绕组62s的匝数比设为N:1时，辅助绕组62s的感应电压为主绕组62m的感应电压的1/N。
另外，设接地电容器44、45的容量值满足以下的条件。
首先，将在交流输入电压Vrs为正时断开了开关8的情况下的接地电容器44的容量值C44设为数学表达式1。
[数学表达式1]
C44＝N×C40
此外，C40是寄生电容40的容量值。
另外，将在交流输入电压Vrs为负时接通了开关8的情况下的接地电容器44的容量值C44与接地电容器45的容量值C45之和设为数学表达式2。
[数学表达式2]
C44+C45＝N×C40+N×C43
此外，C43是寄生电容43的容量值。
因而，在交流输入电压Vrs为正时，极性与主绕组62m的电压的极性相反的电压施加于辅助绕组62s，因此方向与来自A点的泄漏电流I1的方向相反的补偿电流I2流过接地电容器44。另外，在交流输入电压Vrs为负时，除了与前述同样地方向与泄漏电流I1的方向相反的补偿电流I2流过接地电容器44以外，通过将开关8接通，还有方向与来自B点的泄漏电流I3的方向相反的补偿电流I4流过接地电容器45。
另外，当设主绕组62m中的感应电压的变化量是ΔV时，辅助绕组62s中的感应电压的变化量为(-ΔV/N)，因此通过数学表达式3～数学表达式6来表示泄漏电流I1、I3以及补偿电流I2、I4。
[数学表达式3]
泄露电流I1＝C40×ΔV
[数学表达式4]
泄露电流I3＝C43×ΔV
[数学表达式5]
补偿电流I2＝-C44×ΔV/N＝N×C40×ΔV/N＝C40×ΔV
[数学表达式6]
补偿电流I4＝-C45×ΔV/N＝N×C43×ΔV/N＝C43×ΔV
这样，泄漏电流I1与补偿电流I2大小相同而方向相反，泄漏电流I3与补偿电流I4大小相同而方向相反。因而，通过前述的辅助绕组62s和接地电容器44、45的作用，能够抵消由于开关元件50、51和双向开关54的开关动作而产生的高频的泄漏电流，从而降低噪声端子电压。
辅助绕组62s的匝数也可以是2圈以上，但是为了简化构造，只要将匝数设为最小的1圈即可。在辅助绕组62s的匝数为2圈以上的情况下，只要满足数学表达式7、8的条件即可。
[数学表达式7]
C40×N1＝C44×N2
[数学表达式8]
C43×N1＝C45×N2
在上述的数学表达式7、8中，N1是主绕组62m的匝数，N2是辅助绕组62s的匝数。
接着，图2是将图1A中的开关8具体化的电路图。
在图2中，开关8包括半导体开关元件81、连接于半导体开关元件81的栅极与交流输入端子S1之间的电阻82以及连接于开关元件81的栅极与接地电容器44的一端之间的齐纳二极管83。在此，作为开关元件81，除了图示的MOSFET以外，还可以使用IGBT。
根据上述结构的开关8，在交流输入电压Vrs为负时，开关元件81变为接通，接地电容器45被连接到电路，从而补偿电流I4流动。另外，在交流输入电压Vrs为正时，开关元件81断开，接地电容器45的放电路径被切断，因此补偿电流I4不流动。
根据该开关8，不需要控制电路，结构简单。此外，齐纳二极管83用于防止过电压施加于开关元件81的栅极。
接着，参照图3来说明本发明的第二实施方式。图3是三电平DC-AC变换器(三电平逆变器)的电路图，该三电平DC-AC变换器基于三个直流电位来生成交流电压。在图3中，对具有与图1A、图2相同的功能的部分标注了相同的参照标记。
对该三电平逆变器的结构进行说明，与直流电源91、92的串联电路并联地连接有开关元件52、53的串联电路。另外，在作为直流电源91、92之间的连接点的F点与作为开关元件52、53之间的连接点的C点之间，连接有双向开关54。此外，将双向开关54内的开关元件54a、54b之间的连接点设为D点。在此，开关元件54a、54b不仅可以是MOSFET，也可以是IGBT。
所述C点与电抗器62的主绕组62m的一端连接，主绕组62m的另一端经由辅助绕组62s与接地电容器44的串联电路而接地。与前述同样地，主绕组62m与辅助绕组62s以感应电压的极性彼此相反的方式连接。
另外，在辅助绕组62s与接地电容器44的连接点与接地点之间，串联地连接有开关8和接地电容器45。
在主绕组62m与辅助绕组62s的连接点与所述F点之间，连接有电容器34。在该电容器34的两端与接地点之间连接有接地电容器35，电容器34的两端经由EMI滤波器22而与负载7连接。
在此，C点相当于权利要求中的第一连接点，D点相当于第二连接点，接地电容器44相当于第一接地电容器，接地电容器45相当于第二接地电容器，寄生电容47相当于第一寄生电容，寄生电容46相当于第二寄生电容。
在该三电平逆变器中，通过开关元件52、53和双向开关54的开关动作，C点与F点之间的电压在直流电源91的正电压、直流电源92的负电压、0[V]之间变化。因此，通过对开关元件52、53和双向开关54进行脉宽调制控制，能够向负载7供给正弦波状的交流电压。
在图3的电路中，根据输出电压的极性，C点的电位变动的模式与D点的电位变动的模式不同。因而，与第一实施方式同样地，能够利用在输出电压为正时流过接地电容器44的补偿电流I2来抵消由于C点的电位变动而流向寄生电容47的泄漏电流I1，能够利用在输出电压为负而开关元件81接通时流过接地电容器45的补偿电流I4来抵消由于D点的电位变动而流向寄生电容46的泄漏电流I3。
接着，参照图4来说明本发明的第三实施方式。图4是四电平AC-AC变换器(四电平逆变器)的电路图。
在图4中，对具有与图1A、图2、图3相同的功能的部分标注了相同的参照标记。即，比交流输入端子R1、S1靠前级的结构与图1A、图2相同，C点、F点以后的结构与图3相同。下面，以与图1A、图2、图3不同的部分为中心来进行说明。
交流输入端子R1经由双向开关54而与作为开关元件52、53之间的连接点的C点连接。另一方面，交流输入端子S1与作为直流电源91、92之间的连接点的F点连接。
另外，在F点与C点之间，连接有在输出交流输入电压Vrs时断开的开关57。
与前述同样地，也可以将2个IGBT以反向串联的方式连接来构成双向开关54。
在此，与第二实施方式同样地，C点相当于权利要求中的第一连接点，D点相当于第二连接点，接地电容器44相当于第一接地电容器，接地电容器45相当于第二接地电容器，寄生电容47相当于第一寄生电容，寄生电容46相当于第二寄生电容。
在该四电平逆变器中，通过开关元件52、53、双向开关54以及开关57的动作，将直流电源91、92的电压Vps、Vsn、0[V]、交流输入电压Vrs这4个电压进行组合来生成交流电压Vo。
在图4的电路中，也是根据输出电压的极性而C点的电位变动的模式与D点的电位变动的模式不同。因而，与第一、第二实施方式同样地，能够利用在输出电压为正时流过接地电容器44的补偿电流I2来抵消由于C点的电位变动而流向寄生电容47的泄漏电流I1，能够利用在输出电压为负而开关元件81接通时流过接地电容器45的补偿电流I4来抵消由于D点的电位变动而流向寄生电容46的泄漏电流I3。
前述的第一实施方式是将单相交流电压变换为多电平的直流电压的单相转换器的例子，第二、第三实施方式是将包括直流电压的多电平的电压变换为单相交流电压的单相逆变器的例子，但是本发明也能够分别应用于三相转换器、三相逆变器。
附图标记说明
1：单相交流电源；7：负载；8：开关；21、22：EMI滤波器；30、35：接地电容器；31、32、33：电容器；41、44、45：电容器；40、43、46、47：寄生电容；50、51、52、53：半导体开关元件；54、541：双向开关；54a、54b、541a、541b：半导体开关元件；57：开关；62：电抗器；62m：主绕组；62s：辅助绕组；81：半导体开关元件；82：电阻；83：齐纳二极管；91、92：直流电源；R1、S1：交流输入端子；P、N：直流输出端子。