逆变装置的制作方法

本发明涉及一种电源转换技术，尤其涉及一种操作于边界传导模式的逆变装置。
背景技术：
：对于一般直流转交流的逆变装置而言，通常会应用许多主动组件的架构，从而通过切换主动组件的方式来实现电源转换。然而，主动组件在切换时除了会造成输入电流失真，进而产生大量谐波之外。一般硬切换的控制方式也会造成主动组件在切换期间产生较大的切换损失，从而造成逆变装置整体的转换效率难以提升。在现行的技术下，设计者可藉由利用柔性切换(soft-switching)的控制方式来使主动开关的切换损失得以降低。举例来说，一般常用的柔性开关方式可分为零电压切换导通(zerovoltageswitching-on，ZVS)及零电流切换导通(zerocurrentswitching-on，ZCS)等两种。无论是零电压切换导通或零电流切换导通的控制方式，其皆可实质上地使主动组件在切换期间内不会产生能量损失。然而，为了实现上述柔性切换的控制机制，一般通常必需在逆变电路中增加额外的辅助电路或减震电路，而上述额外的电路皆会使得逆变电路的设计复杂度与成本提升。因此，需要一种逆变装置来解决上述存在问题。技术实现要素：本发明的目的在于提供一种逆变装置，该逆变装置可利用简单的电路架构实现主动组件的零电压切换导通并且使逆变装置操作于边界传导模式，从而提高逆变装置的转换效率。为了实现上述目的，本发明提供了一种逆变装置，包括：一逆变电路，具有一第一桥臂单元、一第二桥臂单元及一能量充放单元，所述能量充放单元耦接于所述第一桥臂单元与所述第二桥臂单元之间，并且所述能量充放单元与一电网并联，藉以提供一交流输出电压，其中所述第一桥臂单元与所述第二桥臂单元接收一直流输入电压，所述第一桥臂单元受控于一第一控制信号与一第二控制信号而切换，所述第二桥臂单元受控于一第三控制信号与一第四控制信号切换，从而将所述直流输入电压转换为所述交流输出电压；以及一控制电路，耦接所述逆变电路，用以提供所述第一至所述第四控制信号来控制所述逆变电路的电源转换，其中，所述控制电路取样流经所述第一桥臂单元的一第一激磁电流与流经所述第二桥臂单元的一第二激磁电流，并且依据所述第一激磁电流及所述第二激磁电流调整所述第一至所述第四控制信号的切换时间点，藉以使所述逆变电路操作于一边界传导模式。较佳地，所述控制电路判断所述第一激磁电流与所述第二激磁电流是否分别达到一预设逆电流峰值与一预设正电流峰值，藉以作为调整所述第一至所述第四控制信号的切换时间点的基础。较佳地，所述逆变电路包括：一第一晶体管，所述第一晶体管的第一端接收所述直流输入电压，且所述第一晶体管的控制端接收所述第一控制信号；一第二晶体管，所述第二晶体管的第一端耦接所述第一晶体管的第二端，且所述第二晶体管的控制端接收所述第二控制信号；一第一电阻，所述第一电阻的第一端耦接所述第二晶体管的第二端，且所述第一电阻的第二端耦接一接地端，其中所述第一晶体管、所述第二晶体管及所述第一电阻组成所述第一桥臂单元，并且流经所述第一电阻的电流定义为所述第一激磁电流；一第三晶体管，所述第三晶体管的第一端接收所述直流输入电压，且所述第三晶体管的控制端接收所述第三控制信号；一第四晶体管，所述第四晶体管的第一端耦接所述第三晶体管的第二端，且所述第四晶体管的控制端接收所述第四控制信号；一第二电阻，所述第二电阻的第一端耦接所述第四晶体管的第二端，且所述第二电阻的第二端耦接所述接地端，其中所述第三晶体管、所述第四晶体管及所述第二电阻组成所述第二桥臂单元，并且流经所述第二电阻的电流定义为所述第二激磁电流；一激磁电感，所述激磁电感的第一端耦接所述第一晶体管的第二端与所述第二晶体管的第一端；以及一储能电容，所述储能电容的第一端耦接所述激磁电感的第二端，且所述储能电容的第二端耦接所述第三晶体管的第二端与所述第四晶体管的第一端，其中所述激磁电感与所述储能电容组成所述能量充放单元，其中，所述第一至所述第四晶体管分别反应于所接收的所述第一至所述第四控制信号而切换导通状态，从而使所述激磁电感与所述储能电容反应于所述第一至所述第四晶体管的切换而储存或释放电能，并且于所述储能电容的两端产生所述交流输出电压。较佳地，所述控制电路包括：一微控制器，用以产生所述第一至所述第四控制信号，并且依据一第一比较信号及一第二比较信号切换所述第一至所述第四控制信号的禁致能状态；一第一比较器，所述第一比较器的第一输入端耦接所述第一电阻的第一端及所述第二电阻的第一端，所述第一比较器的第二输入端接收指示一第一预设电流的一第一默认电压，且所述第一比较器的输出端输出所述第一比较信号，其中所述第一比较信号指示所述第一激磁电流与所述第一预设电流的比较结果或是所述第二激磁电流与所述第一预设电流的比较结果；以及一第二比较器，所述第二比较器的第一输入端耦接所述第一电阻的第一端及所述第二电阻的第一端，所述第二比较器的第二输入端接收指示一第二预设电流的一第二默认电压，且所述第二比较器的输出端输出所述第二比较信号，其中所述第二比较信号指示所述第一激磁电流与所述第二预设电流的比较结果或是所述第二激磁电流与所述第二预设电流的比较结果。较佳地，所述逆变电路还具有一零电压侦测单元，所述零电压侦测单元包括：一第一侦测电容，所述第一侦测电容的第一端耦接所述第一晶体管的第二端、所述第二晶体管的第一端及所述激磁电感的第一端；一第三电阻，所述第三电阻的其第一端耦接所述第一侦测电容的第二端；以及一第四电阻，所述第四电阻的第一端耦接所述第三电阻的第二端，且所述第四电阻的第二端耦接所述接地端，其中流经所述第四电阻的电流定义为一第一侦测电流。较佳地，所述零电压侦测单元还包括：一第二侦测电容，所述第二侦测电容的第一端耦接所述第三晶体管的第二端、所述第四晶体管的第一端及所述储能电容的第二端；一第五电阻，所述第五电阻的第一端耦接所述第二侦测电容的第二端；以及一第六电阻，所述第六电阻的第一端耦接所述第五电阻的第二端，且所述第六电阻的第二端耦接所述接地端，其中流经所述第六电阻的电流定义为一第二侦测电流。较佳地，所述微控制器还依据一第三比较信号及一第四比较信号切换所述第一至所述第四控制信号的禁致能状态，并且所述控制电路还包括：一第三比较器，所述第三比较器的第一输入端耦接所述第四电阻的第一端，其第二输入端接收指示一第三预设电流的一第三默认电压，且所述第三比较器的输出端输出所述第三比较信号，其中所述第三比较信号指示所述第一侦测电流与所述第三预设电流的比较结果；以及一第四比较器，所述第四比较器的第一输入端耦接所述第六电阻的第一端，所述第四比较器的第二输入端接收指示一第四预设电流的一第四默认电压，且所述第四比较器的输出端输出所述第四比较信号，其中所述第四比较信号指示所述第二侦测电流与所述第四预设电流的比较结果。较佳地，当所述逆变电路操作于一第一电源转换阶段时，所述微控制器产生致能的所述第一与所述第四控制信号并且产生禁能的所述第二与所述第三控制信号，藉以导通所述第一与所述第四晶体管并且截止所述第二与所述第三晶体管，其中当所述微控制器依据所述第一比较信号判定所述第一激磁电流或所述第二激磁电流大于所述第一预设电流时，所述微控制器将所述第一控制信号切换为禁能，藉以使所述逆变电路进入一第二电源转换阶段。较佳地，当所述逆变电路操作于所述第二电源转换阶段时，所述微控制器产生致能的所述第四控制信号并且产生禁能的所述第一至所述第三控制信号，藉以导通所述第四晶体管并且截止所述第一至所述第三晶体管，其中所述微控制器于一预设期间后将所述第二控制信号切换为致能，藉以使所述逆变电路进入一第三电源转换阶段。较佳地，当所述逆变电路操作于所述第三电源转换阶段时，所述微控制器产生致能的所述第二与所述第四控制信号并且产生禁能的所述第一与所述第三控制信号，藉以导通所述第二与所述第四晶体管并且截止所述第一与所述第三晶体管，其中当所述微控制器依据所述第二比较信号判定所述第一激磁电流或所述第二激磁电流大于所述第二预设电流时，所述微控制器将所述第二控制信号切换为禁能，藉以使所述逆变电路进入一第四电源转换阶段。较佳地，当所述逆变电路操作于所述第四电源转换阶段时，所述微控制器产生致能的所述第四控制信号并且产生禁能的所述第一至所述第三控制信号，藉以导通所述第四晶体管并且截止所述第一至所述第三晶体管，其中当所述微控制器依据所述第三比较信号判定所述侦测电流大于所述第三预设电流时，所述微控制器将所述第一控制信号切换为致能，藉以使所述逆变电路进入所述第一电源转换阶段。较佳地，所述第一至所述第四晶体管受控于所述微控制器而于零电压时切换导通状态。与现有技术相比，本发明的种逆变装置可藉由判断流经各桥臂之激磁电流是否达到预设的正电流峰值或逆电流峰值，作为调整控制信号的切换时间点的基础，因此逆变电路中的各晶体管可实现零电压切换导通，并且逆变电路可操作于边界传导模式进行电源转换。因此，本发明的逆变装置可在无须更动电路架构的前提下，仅凭借着控制电路调控逆变电路的电路动作，即可使逆变装置的转换效率得以提升。附图说明图1为本发明一实施例的逆变装置的结构框图。图2为本发明一实施例的逆变装置的电路结构示意图。图3A至图3D为本发明一实施例的逆变装置于不同的电源转换阶段下的等效电路结构示意图。图4为本发明一实施例的逆变装置的电压/电流波形示意图。【符号说明】100：逆变装置110：逆变电路112：第一桥臂单元114：第二桥臂单元116：能量充放单元118：零电压侦测单元120：控制电路122：微控制器124_1～124_4：比较器Cr：储能电容CQ1：晶体管Q1的电容CQ2：晶体管Q2的电容Czd1、Czd2：侦测电容DQ1：晶体管Q1的本质二极管DQ2：晶体管Q2的本质二极管EG：电网GND：接地端I1、I2：激磁电流IL：电感电流Izd1、Izd2：侦测电流Lr：激磁电感NHP：负半周期间PCS1～PCS4：电源转换阶段PHP：正半周期间R1～R6：电阻S1～S4：控制信号t0～t4：时间点Q1～Q4：晶体管Vac：交流输出电压Vi1、Vi2、Vzd1、Vzd2：电流指示电压Vin：直流输入电压Ip、Irp、Izp1、Izp2：预设电流Vref1～Vref3：默认电压具体实施方式为了使本发明所揭露的内容可以被更容易明了，以下特举实施例做为本发明揭露的确实能够据以实施的范例。另外，凡可能之处，在图式及实施方式中使用相同标号的组件/构件/步骤，代表相同或类似部件。图1为本发明一实施例的逆变装置的结构框图。请参照图1，本实施例的逆变装置100适于应用在一交流电源系统中。在所述交流电源系统中，逆变装置100可从前端的直流电源产生装置(未绘示)接收直流输入电源，并且依据直流输入电源产生交流输出电源提供给后端的电网EG及/或负载(未绘示)。于此，所述直流电源产生装置可例如为光电模块(photovoltaicmodule)、风力发电模块、水力发电模块或其他类型的直流电源产生装置，本发明不以此为限。逆变装置100接收直流电源产生装置所产生的直流输入电压Vin，并且将直流输入电压Vin转换为交流输出电压Vac给后端并接的电网EG。其中，逆变装置100包括有逆变电路110及控制电路120。逆变电路110具有第一桥臂单元112、第二桥臂单元114及能量充放单元116。能量充放单元116耦接于第一桥臂单元112与第二桥臂单元114之间。能量充放单元116适于与电网EG并联，藉以提供交流输出电压Vac。在本实施例中，第一桥臂单元112与第二桥臂单元114可分别由上臂主动组件与下臂主动组件所组成(后续实施例会说明具体电路架构)。此外，逆变电路110还包括一零电压侦测单元118。零电压侦测单元118耦接能量充放单元116，其可反应于第一桥臂单元112与第二桥臂单元114的电路切换，从而产生侦测电流Izd1与Izd2。控制电路120耦接逆变电路110，其用以提供控制信号S1～S4来控制逆变电路110的电源转换运作。所述控制信号S1～S4可例如为用以控制逆变电路110的切换周期的脉宽调变信号(PWMsignal)，其中控制信号S1～S4的准位变换可控制对应的上臂主动组件/下臂主动组件的导通与截止状态，从而控制整体逆变电路110的运作。另外，控制电路120可依据零电压侦测单元118所产生的侦测电流Izd1与Izd2判定上臂主动组件的零电压时间点，并且依据零电压时间点调整所提供的控制信号S1～S4。具体而言，所述第一桥臂单元112与第二桥臂单元114在接收到直流输入电压Vin后，第一桥臂单元112会受控于控制信号S1与S2而切换，并且第二桥臂单元114会受控于控制信号S3与S4而切换，从而将直流输入电压Vin转换为交流输出电压Vac。其中，控制电路120会取样流经第一桥臂单元112的激磁电流I1与流经第二桥臂单元114的激磁电流I2，并且依据激磁电流I1及I2调整控制信号S1～S4的切换时间点。在本实施例中，控制电路120取样激磁电流I1与I2的具体动作可藉由分别从第一桥臂单元112与第二桥臂单元114接收关联于激磁电流I1的电流指示电压Vi1及关联于激磁电流I2的电流指示电压Vi2的方式来实现，但本发明不仅限于此。更具体地说，在上述的控制方式中，控制电路120可藉由判断激磁电流I1与I2是否分别达到预设逆电流峰值与预设正电流峰值，藉以作为调整控制信号S1～S4的切换时间点的基础，使得第一桥臂单元112与第二桥臂单元114内的各主动组件可实现零电压切换导通(zerovoltageswitching-on，ZVS)，并且使逆变电路110可操作于边界传导模式(boundaryconductionmode，BCM)进行电源转换。因此，逆变装置100可在无须更动电路架构的前提下，仅凭借着控制电路120调控逆变电路110的电路动作，即使逆变装置100的转换效率得以提升。下面结合图2来说明本发明实施例的逆变装置100的具体电路架构。其中，图2为本发明一实施例的逆变装置的电路结构示意图。请同时参照图1与图2，在本实施例中，逆变电路110包括晶体管Q1～Q4、电阻R1～R6、激磁电感Lr、储能电容Cr及侦测电容Czd1与Czd2。另外，控制电路120包括微控制器122及比较器124_1～124_4。在本实施例的逆变电路110中，晶体管Q1与Q2及电阻R1组成第一桥臂单元112(晶体管Q1与Q2可分别视为第一桥臂单元112的上臂主动组件与下臂主动组件)，并且晶体管Q3与Q4及电阻R2组成第二桥臂单元114(晶体管Q3与Q4可分别视为第二桥臂单元114的上臂主动组件与下臂主动组件)。其中，流经电阻R1的电流定义为激磁电流I1，而流经电阻R2的电流则定义为激磁电流I2。激磁电感Lr与储能电容Cr组成能量充放单元114，其中逆变电路110所产生的交流输出电压Vac即为储能电容Cr的跨压。侦测电容Czd1、Czd2及电阻R3～R6组成零电压侦测单元118，并且流经电阻R4与R6的电流定义为侦测电流Izd1与Izd2。为便于说明，本实施例的所有晶体管Q1～Q4以N型MOS晶体管为实施范例来描述逆变电路110的电路连接组态，但本发明不仅限于此。在第一桥臂单元112中，晶体管Q1的汲极接收直流输入电压Vin，并且晶体管Q1的闸极耦接微控制器122以接收控制信号S1。晶体管Q2的汲极耦接晶体管Q1的源极，并且晶体管Q2的闸极耦接微控制器122以接收控制信号S2。电阻R1的第一端耦接晶体管Q2的源极，并且电阻R1的第二端耦接接地端GND。在第二桥臂单元114中，晶体管Q3的汲极接收直流输入电压Vin，并且晶体管Q3的闸极耦接微控制器122以接收控制信号S3。晶体管Q4的汲极耦接晶体管Q3的源极，并且晶体管Q4的闸极耦接微控制器122以接收控制信号S4。电阻R2的第一端耦接晶体管Q4的源极，并且电阻R2的第二端耦接接地端GND。换言之，在本实施例中，第一桥臂单元112与第二桥臂单元114的电路架构是呈对称的配置。在能量充放单元116中，激磁电感Lr与储能电容Cr串接在一起，并且耦接于第一桥臂单元112与第二桥臂单元114之间。激磁电感Lr的第一端耦接晶体管Q1的源极与晶体管Q2的汲极。储能电容Cr的第一端耦接激磁电感Lr的第二端，并且储能电容Cr的第二端耦接晶体管Q3的源极与晶体管Q4的汲极。在零电压侦测单元118中，侦测电容Czd1、电阻R3及电阻R4三者串接在一起为其中一组零电压侦测，而侦测电容Czd2、电阻R5及电阻R6三者串接在一起为另一组零电压侦测。侦测电容Czd1的第一端耦接晶体管Q1的源极、晶体管Q2的汲极及激磁电感Lr的第一端。电阻R3的第一端耦接侦测电容Czd的第二端。电阻R4的第一端耦接电阻R3的第二端，并且电阻R4的第二端耦接接地端GND。侦测电容Czd2的第一端耦接晶体管Q3的源极、晶体管Q4的汲极及储能电容的第二端。电阻R5的第一端耦接侦测电容Czd2的第二端。电阻R6的第一端耦接电阻R5的第二端，并且电阻R6的第二端耦接接地端GND。从逆变电路110的电源转换运作观点来看，晶体管Q1～Q4会分别反应于所接收的控制信号S1～S4而切换导通状态，从而使激磁电感Lr与储能电容Cr反应于晶体管Q1～Q4的切换而储存或释放电能，并且于储能电容Cr的两端产生交流输出电压Vac。另一方面，在控制电路120中，比较器124_1～124_4分别具有第一输入端、第二输入端及输出端。比较器124_1的第一输入端耦接电阻R1与R2的第一端，藉以接收指示顺向的激磁电流I1与I2(于此之顺向定义为激磁电感Lr的第一端指向第二端的方向)大小的电流指示电压Vi1与Vi2。比较器124_1的第二输入端接收指示预设电流Ip的默认电压Vref1。比较器124_1的输出端输出比较信号Sc1，其中比较信号Sc1指示顺向的激磁电流I1、I2与预设电流Ip的比较结果。比较器124_2的第一输入端耦接电阻R1与R2的第一端，藉以接收指示逆向的激磁电流I1与I2(于此之逆向定义为激磁电感Lr的第二端指向第一端的方向)大小的电流指示电压Vi1与Vi2。比较器124_2的第二输入端接收指示预设电流Irp的默认电压Vref2。比较器124_2的输出端输出比较信号Sc2，其中比较信号Sc2指示逆向的激磁电流I1、I2与预设电流Irp的比较结果。比较器124_3的第一输入端耦接电阻R4的第一端，藉以接收指示侦测电流Izd1大小的电流指示电压Vzd1。比较器124_3的第二输入端接收指示预设电流Izp1的默认电压Vref3。比较器124_3的输出端输出比较信号Sc3，其中比较信号Sc3指示侦测电流Izd1与预设电流Izp1的比较结果。比较器124_4的第一输入端耦接电阻R6的第一端，藉以接收指示侦测电流Izd2大小的电流指示电压Vzd2。比较器124_4的第二输入端接收指示预设电流Izp2的默认电压Vref4。比较器124_4的输出端输出比较信号Sc4，其中比较信号Sc4指示侦测电流Izd2与预设电流Izp2的比较结果。微控制器122用以产生控制信号S1～S4，并且依据比较信号Sc1～Sc4开关信号S1～S4的禁致能状态。下面以图3A至图3D的等效电路搭配图4的电压/电流波形来说明逆变装置100的具体电源转换动作。其中，图3A至图3D是绘示逆变装置100于电源转换阶段PCS1～PCS4下的等效电路结构示意图。图4是绘示交流输出电压Vac与流经激磁电感Lr的电感电流IL的波形示意图。在本实施例中，主要是以交流输出电压Vac在正半周期间PHP内的电路运作来进行说明。在正半周期间PHP内，逆变装置100会反应于控制信号S1～S4的禁致能状态而在4个不同的电源转换阶段PCS1～PCS4下循环地运作。于此，先以下表(一)叙明在所述电源转换阶段PCS1～PCS4下，控制信号S1～S4的禁致能状态：PCS1PCS2PCS3PCS4S1(Q1)HLLLS2(Q2)LLHLS3(Q3)LLLLS4(Q4)HHHH表(一)于此须先叙明的是，由于本实施例的晶体管Q1～Q4皆是以N型MOS晶体管作为实施范例，因此控制信号S1～S4的高准位(以“H”表示)表示致能状态，并且控制信号S1～S4的低准位(以“L”表示)表示禁能状态。亦即，晶体管Q1～Q4是反应于高准位H的控制信号S1～S4而致能/导通，并且晶体管Q1～Q4是反应于低准位L的控制信号S1～S4而禁能/截止。但本发明不限于此。本领域通常知识者应可了解，若晶体管Q1～Q4选用P型MOS晶体管或其他类型的主动组件，则控制信号S1～S4的设定则需对应调整。请先参照图3A与图4，首先，电感电流IL会在时间点t0从逆向电流改变为顺向电流。其中，在正半周期间PHP内，从激磁电感Lr的第一端流向第二端的电流被定义为顺向电流，并且从激磁电感Lr的第二端流向第一端的电流被定义为逆向电流。逆变电路110会在零电流的时间点t0进入电源转换阶段PCS1。当逆变电路110操作于电源转换阶段PCS1时，微控制器122会产生高准位H的控制信号S1与S4并且产生低准位的控制信号S2与S3，使得晶体管Q1与Q4反应于控制信号S1与S4而导通，并且使得晶体管Q2与Q3反应于控制信号S2与S3而截止。于此阶段的等效电路组态下，逆变电路110在直流输入电压Vin与接地端GND之间建立了一条电流路径。所述电流路径依序由晶体管Q1、激磁电感Lr、储能电容Cr、晶体管Q4及电阻R2所组成。激磁电感Lr与储能电容Cr会反应于直流输入电压Vin而激磁/储能，使得电感电流Lr中的激磁电流I2在电源转换阶段PCS1内逐渐地上升。在此期间内，电流指示电压Vi2会随着顺向的激磁电流I2的上升而随之上升。比较器124_1会持续地比较电流指示电压Vi2与默认电压Vref1，藉以判断激磁电流I2是否大于预设电流Ip。当微控制器122在时间点t1依据比较信号Sc1判定激磁电流I2大于预设电流Ip时，微控制器122会将控制信号S1切换为低准位L，藉以使逆变电路110进入电源转换阶段PCS2。接着，在电源转换阶段PCS2中，微控制器122会产生高准位H的控制信号S4与低准位L的控制信号S1～S3，使得晶体管Q4反应于控制信号S4而导通，并且使得晶体管Q1～Q3反应于控制信号S1～S3而截止。于此阶段的等效电路组态下，截止的晶体管Q2可等效为相互并联的一电容CQ2与一本质二极管(intrinsicbodydiode)DQ2。其中，本质二极管DQ2是基于晶体管Q2的基底端(body)的二极管特性所建立，并且本质二极管DQ2的阳极端与阴极端分别等效耦接于晶体管Q2的源极与汲极。因此，于电源转换阶段PCS2中，逆变电路110的激磁电感Lr会对电容CQ2泄放电能，使得晶体管Q2的汲源极跨压逐渐降低。在本实施例中，微控制器122会于预设期间(于此设定为时间点t1至t2的期间)后将控制信号S2切换为高准位H，藉以使逆变电路110进入电源转换阶段PCS3。其中，所述预设期间会设定为至少可使晶体管Q2的汲源极跨压降至0V的时间长度，因此微控制器122在将控制信号S2切换为高准位H前，晶体管Q2的汲源极跨压已降至0V，故可使晶体管Q2实现零电压切换导通。在电源转换阶段PCS3中，微控制器122会产生高准位H的控制信号S2与S4及低准位L的控制信号S1与S3，使得晶体管Q2与Q4反应于控制信号S2与S4而导通，并且使得晶体管Q1与Q3反应于控制信号S1与S3而截止。于此阶段的等效电路组态下，激磁电感Lr会反应于导通的晶体管Q2与Q4所建立的电流路径持续地泄放电能，使得顺向的电感电流IL/激磁电流I1持续降低，直至电感电流IL/激磁电流I1降至零电流后，储能电容Cr会基于所储存的电能而放电，从而使激磁电感Lr逆向地储能，并产生逆向的电感电流IL/激磁电流I1。此时，逆向的电感电流IL/激磁电流I1会逐渐地下降，使得电流指示电压Vi1随着激磁电流I1的下降而随之上升。比较器124_2会持续地比较电流指示电压Vi1与默认电压Vref2，藉以判断逆向的电流I1是否大于预设电流Irp。当微控制器122在时间点t3依据比较信号Sc2判定逆向的激磁电流I1大于预设电流Irp时，微控制器122会将控制信号S2切换为低准位L，藉以使逆变电路110进入电源转换阶段PCS4。在电源转换阶段PCS4中，微控制器122会产生高准位H的控制信号S4与低准位L的控制信号S1～S3，使得晶体管Q4反应于控制信号S4而导通，并且使得晶体管Q1～Q3反应于控制信号S1～S3而截止。于此阶段的等效电路组态下，截止的晶体管Q1可等效为相互并联的一电容CQ1与一本质二极管(intrinsicbodydiode)DQ1。其中，本质二极管DQ1是基于晶体管Q1的基底端(body)的二极管特性所建立，并且本质二极管DQ1的阳极端与阴极端分别等效耦接于晶体管Q1的源极与汲极。于电源转换阶段PCS4中，逆变电路110的激磁电感Lr会对电容CQ2泄放电能。其中，晶体管Q1的汲源极跨压会反应于反向的电感电流IL而逐渐降低。在本实施例中，零电压侦测单元118会藉由侦测电容Czd1、Czd2及电阻R3～R6的架构来实现晶体管Q1与Q3的汲源极跨压侦测。其中以晶体管Q1为例，侦测电容Czd1会反应于晶体管Q1的汲源极跨压的变化而充电，并且产生侦测电流Izd1。侦测电流Izd1会随着晶体管Q1的汲源极跨压降低而升高，从而造成电流指示电压Vzd1也随之上升。比较器124_3会接收电流指示电压Vzd1并且与默认电压Vref3进行比较，藉以使微控制器122可依据比较信号Sc3判断侦测电流Izd1所产生的电流指示电压Vzd1是否大于默认电压Vref3。当微控制器122依据比较信号Sc3判定电流指示电压Vzd1大于默认电压Vref3时(时间点t4)，代表晶体管Q1的汲源极跨压已降至0V，并且电感电流IL已泄放至零电流。因此，微控制器122会于此时将控制信号S1于零电压导通切换为致能，藉以使逆变电路110重新回到电源转换阶段PCS1，并且重新执行上述图3A至图3D的电源转换阶段PCS1～PCS4的电路动作。另外需说明的是，虽然上述实施例是针对交流输出电压Vac在正半周期间PHP内的电源转换动作进行说明。但本领域通常知识者应可了解，在本案的逆变电路110具备对称性的前提下，负半周期间NHP内的电源转换动作只是将每一电源转换阶段PCS1～PCS4的施加给第一桥臂单元112与第二桥臂单元114的控制信号S1～S4对称地调整即可实现负半周期间NHP的电源转换动作。其中，在负半周期间NHP的电源转换阶段PCS4内，比较器124_3所进行的电路作动会对应地改由比较器124_4依据电流指示电压Vzd2默认电压Vref4来进行。类似于上述电源转换阶段PCS4的运作，在负半周期间NHP的电源转换阶段PCS4内，微控制器122可依据比较信号Sc4判断侦测电流Izd2所产生的电流指示电压Vzd2是否大于默认电压Vref4，藉以调整控制信号S1～S4的禁致能状态。下面以表(二)简述负半周期间NHP内各电源转换阶段PCS1～PCS4的控制信号S1～S4的禁致能状态。具体电路动作可搭配表(二)并参照上述实施例的说明，于此不再赘述。PCS1PCS2PCS3PCS4S1(Q1)LLLLS2(Q2)HHHHS3(Q3)HLLLS4(Q4)LLHL表(二)由此可知，藉由上述的控制动作，无论是在正半周期间PHP或负半周期间NHP，晶体管Q1～Q4皆是在零电压时切换导通状态，从而实现了零电压切换导通的控制，使得整体逆变电路110的电源转换运作可以具有高转换效率的特性。综上所述，本发明的逆变装置可藉由判断流经各桥臂的激磁电流是否达到预设的正电流峰值或逆电流峰值，作为调整控制信号的切换时间点的基础，因此逆变电路中的各晶体管可实现零电压切换导通，并且逆变电路可操作于边界传导模式进行电源转换。因此，本发明的逆变装置可在无须更动电路架构的前提下，仅凭借着控制电路120调控逆变电路110的电路动作，即可使逆变装置100的转换效率得以提升。以上所揭露的仅为本发明的优选实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，因此依本发明申请专利范围所作的等同变化，仍属本发明所涵盖的范围。当前第1页1 2 3