一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换电路和切换方法与流程

本发明实施例涉及直流转换器调制方式切换领域，尤其涉及一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换电路和切换方法。

背景技术：

直流-直流(directcurrent/directcurrent，dc/dc)转换器是常用的将一个范围内的直流调制为另一个可变的或者固定值的直流电压的稳压装置。dc/dc转换器的调制方式有脉冲宽度调制模式(pulsewidthmodulation，pwm)、脉冲频率调制(pulsefrequencymodulation，pfm)和脉冲跳周期调制模式(pulseskipmodulation，psm)。这三种调制方式均是通过负反馈控制环路来实现稳定功率变换器的输出电压的目的。其中，pwm稳压的实现方式为，如果输入电压或者负载的变化引起输出电压发生变化，采样电路对输出电压进行采样，将其与基准电压进行比较，进而根据输出电压的变化调节pwm输出信号的占空比(输出信号的频率不变)，pwm输出信号的占空比会影响功率管的导通时间，进而达到稳定输出电压的目的；psm稳压的实现方式为：如果输入电压或者负载的变化引起输出电压发生变化，采样电路对输出电压进行采样，并将其与基准电压进行比较，进而根据比较结果确定是否需要跳过几个时钟周期(输出信号的占空比和频率均不变)，以达到稳定输出电压的目的；pfm稳压的实现方式为，如果输入电压或者负载的变化引起输出电压发生变化，采样电路对输出电压进行采样，将其与基准电压进行比较，进而根据输出电压的变化调节pfm 输出信号的频率(输出信号的占空比不变)，进而达到稳定输出电压的目的。

上述三种调制方式中，psm调制模式的响应速度较快，在系统轻负载的情况下调制效率高；而pwm调制模式在系统重负载的情况下调制效率高。因此，现有技术在dc/dc转换器中同时采用pwm和psm两种调制方式，通过将预设的基准电压与负载电压的采样值进行比较，从而判定是否需要在两种调制模式之间进行切换。

图1为现有技术提供的一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换电路的电路图。如图1所示，该切换电路包括采样电路1、ea1运算放大器2、pwm比较器3、信号发生器4、阈值电路5、psm比较器6、psm逻辑电路7、触发器8、驱动器9和clk时钟信号10。

其中，采样电路1包括电流采样电路1a和电压采样电路1b，其中，电压采样电路1b对负载电压vout进行采样，采样电压vsense为负载电压vout在电阻r2上的分压，采样电流isense为按照电流采样电路11的电流采样比例k1对电感电流il进行采样。

ea1运算放大器2的同相输入端(图1中ea1运算放大器2的“+”端)为参考电压vref，反相输入端(图1中ea1运算放大器2的“-”端)为采样电压vsense，ea1运算放大器2对vref和vsense求差，并将差值进行放大得到运放电压vc。

驱动器9的输入端为触发器8输出的逻辑信号q，输出端为占空比变换但频率不变的方波信号(即为上边管m1的栅极控制信号vhgate)，该方波信号用以控制采样电路中的并联连接的晶体管m1(又称为上边管m1)和晶体管m2(又称为下边管m2)的工作状态。优选的，上边管m1为p-mos晶体管，上边管m2 为n-mos晶体管。

信号发生器4为斜坡补偿电路，信号电流iramp为斜坡电流。信号发生器4受上边管m1的栅极控制信号vhgate的控制，当上边管m1的栅极控制信号vhgate为上升沿时，信号发生器4的信号电流iramp按一定斜率增大，当上边管m1的栅极控制信号vhgate状态发生变化时，控制信号电流iramp变为零值，并在下一个上边管m1的栅极控制信号vhgate上升沿到来时，信号电流iramp继续从零值按相同斜率增大，并依次循环，形成斜坡形式的iramp电流信号。信号电流iramp与采样电流isense加和，并经过信号电阻rramp形成信号电压vramp。优选的，信号发生器为斜坡补偿电路，产生的信号电流iramp为斜坡电流。

pwm比较器3的同相输入端(图1中pwm比较器3的“+”端)为信号电压vramp，反相输入端(图1中pwm比较器3的“-”端)为ea1运算放大器2的运放电压vc，pwm比较器3将vramp与vc进行比较，输出占空比变换但频率不变的方波信号vpw。

psm比较器6的反相输入端(图1中psm比较器6的“-”端)为基准电压vr，同相输入端(图1中psm比较器6的“+”端)为ea1运算放大器2的输出的运放电压vc，psm比较器6将vr与vc进行比较，输出逻辑信号vps控制psm逻辑电路7是否工作。

如图1所示，触发器8为rs触发器，触发器的r端(复位端)为pwm比较器3输出的方波信号vpw，s端(置位端)为psm逻辑电路7输出的psm逻辑信号。优选的，该rs触发器8还包括过流保护端ocp和过压保护端ovp，其中，过流保护端ocp与过流保护电路11连接，且过流保护电路11与电流采样电路 1a连接，用以在采样电流异常的情况下，rs触发器不工作，保护切换电路中的晶体管m1和m2不受损坏；过压保护端ovp与过压保护电路12连接，用以在切换电路中电压异常时，rs触发器不工作，保护切换电路中的晶体管m1和m2不受损坏。

现对上述dc/dc转换器在pwm模式(负载为重载)下实现输出电压的调节的过程进行说明。现以输出电压vout升高，需要通过pwm模式将输出电压vout降低为例进行说明。

ea1运算放大器2将采样电压vsense与参考电压vref作差并放大输出，得到运放电压vc，并将该运放电压vc信号输出至pwm比较器3的反相输入端。

图2为现有技术提供的切换电路中的信号发生器产生信号电压vramp的波形图。其中，最上方为受上边管m1的栅极控制信号vhgate控制的信号电流iramp的波形图；中间为采样电流isense的波形图；最下方为信号电压vramp的波形图。参照图2可的波形图可知，信号发生器将产生的信号电流iramp与采样电流isense加和并通过一信号电阻rramp后得到信号电压vramp。

信号发生器4将产生的信号电压vramp输出至pwm比较器3的同相输入端，pwm比较器3将信号电压vramp与运放电压vc比较，在clk时钟上升沿来临时(此时刻记为t1)，控制rs触发器的置位端s，打开上边管m1，通过电感l和电容cout构成的滤波器，实现对电容cout的充电，同时由于信号发生器的信号电流iramp受到上边管m1的栅极控制信号vhgate上升沿的控制，因此，从t1时刻起，iramp开始上升，vramp电压随iramp的上升而上升，从小于运放电压vc的方向向运放电压vc靠近，当信号电压vramp从等于运放电压vc到大于运放电压vc(将信号电压vramp从等于运放电压vc至大于运放电压vc的过 程称之为信号电压vramp穿越远方电压vc)时(临界点为vramp＝vc，此时刻记为t2),pwm比较器输出逻辑上升沿至rs触发器的复位端，此时刻关闭上边管m1，停止从电源vin(由电容cin提供)到vout的电流输出，t2-t1即为在一个时钟周期内用于对cout充电储能的时间。

在实际的输出电压vout比目标输出电压略偏高的情况下，连接ea1运算放大器反相输入端的采样部分使得ea1运算放大器的输出电压vc有减小趋势(将采样电压vsense与ea1运算放大器的反相输入端连接，使得ea1运算放大器对采样电压vsense的变化形成负反馈回路)，那么信号电压vramp在上边管m1的栅极控制信号vhgate上升沿到来后的上升过程中更容易穿越vc，即t2的时刻略向前，那么t2-t1的时间缩短(pwm比较器输出端的方波信号vpw的占空比增大)，意味着在一个时钟周期内对cout充电储能的时间缩短，使得输出vout有变小的趋势，来纠正目前vout比目标输出值偏高的状态。

反之，当实际输出电压vout比目标输出值略偏低的情况，连接ea1运算放大器反相输入端的采样部分使得ea1运算放大器的运放电压vc有增大趋势，那么信号电压vramp在上边管m1的栅极控制信号vhgate上升沿到来后的上升过程中穿越vc的时刻即t2时刻略向后，那么t2-t1的时间增加(pwm比较器输出端的方波信号vpw的占空比减小)，意味着一个时钟周期内对cout充电储能的时间增长，使得输出vout有增加的趋势，来纠正目前vout比目标输出值偏低的状态。

图3为现有技术提供的实际输出电压vout与目标输出值变换的情况下，pwm比较器输出的方波信号的示意图。其中，最上方为实际输出电压vout与目标输出值相等的情况下，pwm比较器输出的方波信号的示意图；中间为实际输出电 压vout比目标输出值略偏大的情况下，pwm比较器输出的方波信号的示意图，相较于最上方的方波信号，该方波信号中的t2时刻略向前，t2-t1的时间减小了，及电源vin对电容cout充电的时间减小了；最下方为实际输出电压vout比目标输出值略偏小的情况下，pwm比较器输出的方波信号的示意图，相较于最上方的方波信号，该方波信号中的t2时刻略向后，t2-t1的时间增加了，即电源vin对电容cout充电的时间增加了。

现对上述dc/dc转换器在psm模式(负载为轻载)下实现输出电压的调节的过程进行说明。

负载从重载减小到轻载的过程，电容cout上在重载时的储能平衡逐渐被打破，负载变轻，意味着之前重载时存储的能量更不易被消耗，那么如果继续按之前的pwm工作模式，输出电压vout随着负载的变轻有升高的趋势，运放电压vc持续下降来控制减小晶体管m1对电感l和电容cout的储能时间。当运放电压vc减小到基准电压vr时，psm比较器的输出端信号vps输出逻辑高，通过psm逻辑电路阻断clk时钟信号上升沿的传输，rs触发器的s端接收不到clk时钟信号传过来的高电平置位信号，因此不再开启充电储能的时钟周期，从而输出电压vout因多个周期无充电储能动作而降低，造成的反馈结果是，ea1运算放大器的运放电压vc又回升至大于基准电压vr的状态，psm比较器的输出端信号vps变为低电平信号，解除对clk时钟信号上升沿信号的屏蔽，则驱动器输出的方波信号使得上边管m1正常导通，使得电容cout重新开始充电储能周期。这个过程的结果是，轻载时体现为，某些时钟周期内有充电储能动作，某些时钟周期内无充电储能动作，因此称跳周期模式。上述两种调制模式中，切换条件是将运算放大器的运放电压vc与基准电压vr进行比较，当vc大于 vr时，dc/dc转换器工作在pwm模式，当vc小于vr时，dc/dc转换器工作在psm模式。因此，dc/dc转换器阈值电路中的基准电压vr是一个非常重要的参数，该基准电压vr由直流电压源或者参考电流源决定，因此需要准确的确定该直流电压源或者参考电流源的电信号值。此外，运放电压vc的大小与输出电压vout有关，而vout与负载电流iload有关。当负载电流iload变小时，说明此时的负载为轻载，反之，当负载电流iload变大时，说明此时的负载为重载。因此，存在负载切换电流来决定两种调制模式的转换。

其中，负载切换电流与基准电压vr(由直流电压源或者偏置电流源提供)、电路设计参数(如采样电流的采样比例，驱动器输出信号的占空比等)和集成电路中电子元器件的电学参数(如信号发生器中的电阻值，电容值等)有关。在集成电路工艺在实现过程中，由于晶圆(wafer)批次不同，或同一晶圆上的管芯(die)位置不同，会造成芯片颗与颗之间存在性能上的差异，集成电路设计的一大关键点，就是尽量避免这些差异，从而得到可大规模量产的目的。对于这个集成电路从轻载变为重载的负载切换电流来说，设计中如果负载切换电流的表达式中包含了工艺依赖性较大的器件绝对值，将造成负载切换电流随这类器件的绝对值的变化而变化，从而造成芯片生产出来后，负载切换电流就会存在一些离散度，这些离散度如果不能很好的控制在量产规格书的偏差窗口范围内，则会大大牺牲芯片的良率。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明实施例提供了一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换电路及其切换方法，通过在该切换电路的阈值电路中加入信号发生器中的信号 电流成分，并且通过设定阈值电路中的第二比例电路的放大倍数为信号发生器中的信号电阻与阈值电路中的基准电阻的比值，使得利用该切换电路对切换阈值进行计算时，切换阈值不受到与集成电路工艺有关的参数的影响，而只与电路的设计参数和基准电压有关系，保证了切换阈值相对稳定，提高了芯片鲁棒性和良率。

为达到此目的，本发明实施例采用以下技术方案，

一方面，本发明公开了一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换电路，所述切换电路包括采样电路、ea1运算放大器、pwm比较器、信号发生器、阈值电路、psm比较器、psm逻辑电路、触发器、驱动器和clk时钟信号，所述阈值电路包括：

参考电流源、信号发生器的信号电流端、第一比例电路、第二比例电路、加和器和基准电阻，其中，

所述第一比例电路的输入端与参考电流源连接，输出端与加和器的第一输入端连接；

所述第二比例器的输入端与信号发生器的信号电流端连接，输出端与加和器的第二输入端连接；

所述基准电阻的一端与所述加和器的输出端连接，另一端为接地端；

其中，第一比例电路和第二比例电路分别对各自的输入端电流进行放大；

所述第二比例电路的放大倍数由信号发生器的信号电阻与阈值电路的基准电阻的比值决定。

另一方面，本发明公开了一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换方法，该切换方法采用权利要求1-8中任一所述的脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切 换电路，该切换方法包括：

根据采样电路的采样电流比例和运算放大器的跨阻增益确定信号发生器的信号电阻；

根据阈值电路中的第二比例电路的放大比例和所述信号电阻确定阈值电路中的基准电阻；

根据预设的负载电流、采样电流比例、第一比例电路的放大倍数和第二比例电路的放大倍数确定阈值电路中参考电流源的电流值。

本发明实施例提供的技术方案，通过在切换电路的阈值电路中引入信号发生器的信号电流成分，并且通过设定阈值电路中的第二比例电路的放大倍数为信号发生器中的信号电阻与阈值电路的基准电阻的比值，使得利用该切换电路对切换阈值进行计算时不受到与集成电路工艺有关的参数的影响，而切换阈值只与电路的设计参数和基准电压有关系，保证了切换阈值相对稳定，提高了芯片的鲁棒性和良率。

附图说明

图1为现有技术提供的一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换电路的电路图；

图2为现有技术提供的切换电路中的信号发生器产生信号电压vramp的波形图；

图3为现有技术提供的实际输出电压vout与目标输出值变换的情况下，pwm比较器输出的方波信号的示意图；

图4为本发明实施例一提供的一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换电 路中阈值电路的结构示意图；

图5为本发明实施例二提供的一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换电路中信号发生器的结构示意图；

图6为本发明实施例二提供的一种阈值电路和信号发生器相邻设置的结构示意图；

图7为本发明实施例三提供的一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

实施例一

图4为本发明实施例一提供的一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换电路中阈值电路的结构示意图。所述切换电路包括采样电路、ea1运算放大器、pwm比较器、信号发生器、阈值电路、psm比较器、psm逻辑电路、触发器、驱动器和clk时钟信号，图4仅示例性的给出了阈值电路的结构示意图，该切换电路其余部分可参照图1所示，在此不再赘述。

如图4所示，阈值电路5包括参考电流源iref、信号发生器的信号电流端电流iramp、第一比例电路a1，第二比例电路a2、加和器s1和基准电阻rpfm， 其中，

第一比例电路a1的输入端与参考电流源iref连接，输出端与加和器s1的第一输入端s11连接；

第二比例电路a2的输入端与信号发生器4的信号电流端电流iramp连接，输出端与加和器s1的第二输入端s12连接；

所述基准电阻rpfm的一端与所述加和器s1的输出端连接，另一端为接地端；

其中，第一比例电路a1和第二比例电路a2分别对各自的输入端电流进行放大；

所述第二比例电路a2的放大倍数a2由信号发生器的输出电阻rramp与阈值电路的基准电阻rpfm的比值决定，即

在该阈值电路中，参考电流源iref通过第一比例电路a1将电流信号放大a1倍，将电流a1*iref输出至加和器s1的第一输入端s11；同理，信号发生器4的信号电流端电流iramp通过第二比例电路a2将电流信号放大a2倍，将电流a2*iramp输出至加和器s1的第二输入端s12。加和器将第一输入端s11的电流与第二输入端s12的电流求和，得到电流a1*iref+a2*iramp，加和器的输出端将电流a1*iref+a2*iramp输出通过基准电阻rpfm，得到基准电压vr。

本实施例一的技术方案，通过将信号发生器的信号电流端电流iramp引入到阈值电路中，并且通过设定阈值电路中的第二比例电路的放大倍数为信号发生器中的信号电阻与阈值电路的基准电阻的比值，使得负载切换电流与芯片制造中工艺的快慢角以及元器件的绝对值无关，减小了负载切换电流随集成电路制造过程中工艺偏差的离散度，提高了负载切换电流的稳定性和芯片生产良率。

在此，本领域技术人员应该理解，上述阈值电路中的第一比例电路a1和第二比例电路a2为放大电路，并且，本实施例中的第二比例电路a2的放大倍数a2等于信号发生器中的输出电阻rramp与阈值电路中的基准电阻rpfm的比值。

优选的，根据集成电路匹配准确度最优化的设计要求，第一比例电路和第二比例电路对与其连接的电流信号的放大倍数为1～10倍。

第一比例电路和第二比例电路可以有多种组成形式，示例性的，可以采用运算放大器实现对输入信号的放大，或者，还可以采用多个并联连接的晶体管实现对输入信号的放大。在本实施例中，优选的，采用多个并联连接的晶体管作为第一比例电路和第二比例电路。并联晶体管的数量与比例电路的放大倍数有关，放大倍数越大，需要并联的晶体管数量越多。晶体管可以是双极型三极管或场效应管。第一比例电路和第二比例电路对输入信号的放大倍数可以不同，其放大倍数可以根据设计人员的需求进行灵活设定。

此外，为了降低dc/dc转换器的静态功耗，参考电流源iref的电流信号通常为微安级信号，如几微安到几百微安数量级。

实施例二

在上述实施例一提供的技术方案的基础上，进一步的，对信号发生器4的结构作进一步限定，该信号发生器4用以产生信号电流iramp。

信号发生器4可以产生三角波、正弦波、余弦波或者斜坡电流，在本实施例中，优选的，采用斜坡补偿电路作为信号发生器4，其产生的信号电流iramp为斜坡电流。并且，该斜坡补偿电路受到上边管的栅极控制信号vhgate控制。下面以信号发生器为斜坡补偿电路为例进行说明。

图5为本发明实施例二提供的一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换电路中信号发生器的结构示意图。如图5所示，该信号发生器4为斜坡补偿电路，信号发生器4包括偏置电流源ib、电流源负载id、电容c1、ea2运算放大器、晶体管m3、负载电阻rs、信号电阻rramp、第一器件n1、第二器件n2和第三比例电路a3；其中，

偏置电流源ib通过第一器件n1与电容c1的第一端连接，ea2运算放大器的同相输入端(图4中ea2运算放大器的“+”端)与电容c1的第一端连接，电容c1的第二端为接地端，且电容c1的两端并联连接有第二开关n2；

所述负载电阻rs的一端分别与ea2运算放大器的反相输入端(图4中运算放大器ea2的“-”端)和晶体管m3的输出端连接，另一端为接地端；

所述晶体管m3的第一输入端与ea2运算放大器的输出端连接，晶体管m3的第二输入端与电流源负载id连接；

所述信号电阻rramp的一端通过第三比例电路a3与电流源负载id连接，另一端为接地端。

优选的，如图5所示，第一器件n1和第二器件n2为一对互为反逻辑控制的开关，即第一器件n1导通时，第二器件n2处于关断状态，或者第二器件n2导通时，第一器件n1处于关断状态。

晶体管m3为n型金属-氧化物-半导体(metal-oxid-semiconductor，mos)场效应晶体管，其中，晶体管m3的第一输入端为n-mos场效应晶体管的栅极，第二输入端为n-mos场效应晶体管的漏极，输出端为n-mos场效应晶体管的源极。

其中，第一器件n1和第二器件n2受到上边管m1栅极控制信号vhgate的 控制，示例性的，以上边管m1为pmos器件举例，当上边管m1的栅极控制信号vhgate为低电平时，此时电路工作在为开关充电储能周期，上边管m1导通，输入电压vin(由电容cin提供)通过上边管m1为电感l和电容cout充电，同时信号发生器中的第一器件n1导通，第二器件n2关断，偏置电流源ib通过第一器件n1为电容c1充电，ea2运算放大器、nmos管m3、负载电阻rs以及电流源负载id构成一个v2i(电压到电流转换)电路，ea2运算放大器通过负反馈使得同相和反相输入端电压几乎相等，因此负载电阻rs两端的电压跟随电容c1两端的充放电电压，从而负载电阻rs和晶体管m3支路的电流波形为电容c1充放电电压波形除以负载电阻rs，因此，电容c1的充电周期，ea2运算放大器同相输入端的电压按照一定的斜率增大，得到电流源负载支路的电流id按照一定斜率增大。当上边管m1的栅极控制信号vhgate信号为高电平时，上边管m1关断，同时第一器件n1关断，第二器件n2导通，电容c1通过第二器件n2放电到两端电压为零，因此，ea2运算放大器同相和反相输入端的电压都减小为0，负载电阻rs两端电压迅速减为0，那么该电流源负载支路的电流id也迅速减小为0。

电流源负载id在v2i(电压转电流电路)后，得到与电容c1两端充放电电压成比例关系的锯齿波电流，第三比例电路a3对该电流源负载支路的电流进行放大后得到信号发生器的信号电流iramp。

将斜坡补偿电路产生的斜坡电流iramp通过合适的比例引入到阈值电路中，用以消除集成电路中的电阻、电容等元器件的器件参数值对负载切换电流的影响。

在此，需要说明的是，在本实施例的技术方案中，在对集成电路的版图设 计布线时，图3所示的阈值电路和图4所示的信号发生器两个电路模块需要设置在相邻位置，尤其需要注意的是，阈值电路中的基准电阻rpfm和信号发生器中的信号电阻rramp需要邻近设置，或者做版图布局的匹配设计。图6为本发明实施例二提供的一种阈值电路和信号发生器相邻设置的结构示意图，这样设置是为了保证两个电阻受到集成电路设计之外的因素(例如版图布局的位置和方向、不同位置的掺杂浓度、受周边器件和光罩等)的影响相同，以使得这些外部因素对两个电阻的影响在做比值时可以相互抵消，最大限度保证切换阈值电流不受工艺偏差的影响。

实施例三

图7为本发明实施例三提供的一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换方法的流程图。本发明实施例三提供了一种脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换方法，该切换方法应用于上述实施例任意所述的脉冲波调制和脉冲跳周期调制的切换电路中，该切换方法包括以下步骤：

s101、根据采样电路的采样电流比例和运算放大器的跨阻增益确定信号发生器的信号电阻。

通常dc/dc转换器中根据最大输出功率需求，来设计晶体管的大小，在芯片实际制造时，一般采用多指(multi-finger)结构，即包括多个并联连接的合适宽长比的晶体管。当电路中有多个并联连接的晶体管时，采样电流直接取自总的并联连接的晶体管中的一个或多个晶体管电流。这样可以尽可能保证采样管与总的上边管环境一致，从而保证采样精度。采样电流比例k1指的是总的上边管m1的电流il与采样电流isense的比值，即

s102、根据阈值电路中的第二比例电路的放大倍数和所述信号电阻确定阈值电路中的基准电阻。

根据集成电路设计的匹配准确度最优化的设计，阈值电路中的第二比例电路a2的放大倍数a2为1～10，以及根据设置的第二比例电路的放大倍数a2与信号电阻rramp和阈值电路中的基准电阻rpfm之间的关系便可确定阈值电路中的基准电阻rpfm的值。

s103、根据预设的负载电流、采样电流比例、第一比例电路的放大倍数和第二比例电路的放大倍数确定阈值电路中参考电流源的电流值。

根据集成电路设计的匹配准确度最优化的设计，阈值电路中的第一比例电路a1的放大倍数a1为1～10，以及根据参考电流源iref与电路设计参数之间的关系便可确定参考电流源iref的值。

在此，需要说明的是，上述切换方法按步骤执行的先后顺序进行解释，本领域技术人员应该理解，上述解释仅是对执行顺序的举例说明，并非对步骤执行的先后顺序的限定。其中，步骤s102根据步骤s101的信号发生器的信号电阻求解阈值电路的基准电阻的值，步骤s103根据预设的负载电流求解阈值电路中的第一参考电流源的值。步骤s103可以与步骤s102同时执行，当然还可以先于步骤s102被执行。

为了更加清楚的描述本实施例提供的技术方案，现对该切换方法的具体实现过程进行举例说明。

参照图5所示，信号发生器的信号电压vramp由信号电流iramp、采样电流isense和信号电阻rramp共同决定。四个电参数之间的关系为：

vramp(peak)＝(iramp(peak)+isense(peak))*rramp(1)

其中，vramp(peak)表示信号电压vramp的峰值电压，iramp(peak)表示信号电流iramp的峰值电流，isense(peak)表示采样电流isense的峰值电流。

参照图5所述的切换电路的信号发生器的结构示意图，信号发生器中的电流源负载id的输出电流经过第三比例电路a3放大后得到斜坡电流iramp，该斜坡电流iramp由偏置电流源ib、电容c1、负载电阻rs、第三比例电路a3的放大倍数a3以及pwm比较器输出的方波信号的占空比d共同决定。七个电学参数之间的关系为：

pwm比较器将信号电压vramp与ea1运算放大器的运放电压vc进行比较，当vramp(peak)＞vc时，pwm输出逻辑变化沿。因此，vramp(peak)＝vc为pwm比较器输出逻辑变化沿的临界条件。

psm比较器将基准电压vr与运放电压vc进行比较，当基准电压vr>vc时，psm比较器的输出信号控制psm逻辑电路阻断clk时钟信号，dc/dc转换器进入psm调制模式。因此，vramp(peak)＝vc＝vr为pwm调制模式和psm调制模式相互切换的临界条件。

采样电路按照电流采样比例k1对电感峰值电流il(peak)进行采样得到采样电流isense(peak)，在临界连续工作模式下，电感峰值电流il(peak)是负载电流iload的两倍，则三个电流参数之间的关系为：

参照图4所示的切换电路中阈值电路的结构示意图，阈值电路中基准电压vr的表达为：

vr＝(a1*iref+a2*iramp)*rpfm(4)

结合上述公式(1)-(4)，可以得到负载切换电流iload的表达式：

阈值电路中的第二比例电路对输入电流的放大倍数为a2，根据集成电路设计匹配准确度最优化的设计，该放大倍数a2的取值为1～10。为抵消斜坡电流iramp的影响，只要满足该设计值那么负载切换电流iload的表达式变为：

从公式(6)中可以看出，负载切换电流iload只与阈值电路的第一比例电路a1的放大倍数a1、第二比例电路a2的放大倍数a2、偏置电流源iref和采样电路的采样比例k1等设计参数有关，而与集成电路工艺制造中的电阻或电容等元器件的绝对值参数无关。

现根据上述公式进行举例说明。示例性的，现需要设计一切换电路，规定该切换电路在负载电流iload>100ma时为重负载电路，需工作在pwm调制模式，当负载电流iload<100ma时为轻负载电路，需工作在psm调制模式。因此，该切换电路的负载切换电流为iload＝100ma。

在阈值电路中，第一比例电路a1的放大倍数a1、第二比例电路a2的放大倍数a2均为设计参数，根据集成电路设计匹配准确度最优化，a1和a2的取值范围为1～10；阈值电路中的信号发生器的信号端电流iramp为斜率一定的斜坡电流，该电流受上边管m1的栅极控制信号vhgate的控制。阈值电路中的参考电流源iref和基准电阻rpfm的值与负载切换电流的取值有关系。因此，现需 要根据负载切换电流和电路的设计参数确定阈值电路中的基准电阻rpfm和参考电流源iref的值。

ea1运算放大器的跨阻增益该跨阻增益g表明了从负载电流到运算放大器输出vc的增益关系。限于电路应用场景，比如电路应用在锂电池场合，工作电压为3v～4.3v，那么电路设计内部结点电压不能大于3v，这意味着设计一个输出电流2a的dcdc，跨阻增益g不能大于1.5，否则内部vc的电压能够达到电源电压3v，制约了电路的正常工作。，在本发明实施例中，以g＝1为例进行说明。

由公式(1)可导出信号电阻rramp与其他电学参数的关系式为：

其中，vramp(peak)＝vc，

现取采样电路对电感电流il的采样比例为k1＝20000，并先假设阈值电路中无信号发生器的信号端电流分量，即iramp＝0，那么根据公式(7)的关系式变为：

根据公式(8)，以及采样比例k1＝20000、跨阻增益g＝1,可求得信号电阻rramp＝10k。当在阈值电路中加入信号发生器的信号端的信号iramp分量之后，基准电压vramp会增大，导致信号电阻rramp的值增大。因此，在无信号发生器的信号端电流分量时，设计值rramp要比实际值10k低，在本实施例中，示例性的，以设计值rramp＝5k为例进行说明。

由根据集成电路设计匹配准确度最优化，阈值电路中的第二比例电路的放大倍数a2的取值为1～10。在此，示例性的，以a2＝1为例。此时， 便可确定阈值电路中的基准电压

根据公式(6)可知参考电流源iref的值的表达式为：

其中，负载切换电流iload＝100ma,阈值电路中的第二比例电路a2的放大倍数a2＝1，采样电流对电感电流的采样比例k1＝20000，先取第一比例电路a1的放大倍数a1＝1，则可确定参考电流源iref＝10μa。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。