用于提供电弧焊机中的电力的包括通量平衡的方法和设备与流程

相关申请的交叉引用

本申请是2013年3月15日提交申请的第13839235号美国专利申请的部分延续申请并主张其申请日的权益，该美国专利申请主张2012年7月23日提交申请的第61674780号临时申请的优先权，并且此申请是2014年8月27日提交申请的第14469788号美国专利申请的部分延续申请并主张其申请日的权益。

发明领域

本公开内容总体涉及焊接型电力供给器领域。更具体地说，本公开涉及包括多个功率处理电路的焊接型电力供给器，如逆变器型电力供给器。其具有允许将其重新配置为模块化焊接型电力供给器系统的一部分的特征和控制机构。

发明背景

有许多已知类型的焊接型电力供给器。如本文所用的焊接型电力是指适合于电弧焊接、等离子弧切割或感应加热的电力。如本文所用的焊接型系统是能提供焊接型电力的系统，并且可包括控制及功率电路、送丝机和附属设备。如本文所用的焊接型电力供给器是能提供焊接型电力的电力供给器。

提供焊接型电力及设计用以提供焊接型电力的系统构成了独特的挑战。焊接型系统常常要从一个位置移到另一位置，并且以不同的输入方式使用，如单相或三相、或115v、230v、460v、575v等、或50hz或60hz信号。设计用于单输入的电力供给器不能跨越不同的输入电压而提供一致的输出，且这些电力供给器中在特定的输入电平下安全工作的部件当在替代的输入电平下工作时可能会损坏。另外，大多数领域的电力供给器是针对相对稳定的负载设计的。另一方面，焊接是一种非常动态的过程，并且很多的变量影响输出电流和负载，如电弧长度、焊条类型、防护物类型、空气流、工件上的灰尘、熔池尺寸、焊接取向、操作员的技术，且最后一点是被确定为对于应用场合最适合的焊接工艺的类型。这些变量不断变化，并导致不断变化且不可预测的输出电流和电压。许多领域的电力供给器是为低电力输出设计的。焊接型电力供给器属高电力，且存在着许多问题，如开关损耗、线路损耗、热损伤、感应损耗以及产生电磁干扰。因此，焊接型电力供给器设计人员面临着许多独特的挑战。

此外，焊接型电力供给器或系统常常是为一种或多种特定的工艺销售的，如焊条焊接、tig、mig、脉冲焊接、埋弧焊接、加热焊接、切割焊接，且最大输出电力或电流可以是从一百以下安培数到五百以上安培数的任意值。为意欲的工艺和/或商业市场选择特定的焊接型系统的最大输出。虽然焊接型电力属高功率水平，但一些焊接型系统必须提供不同于其它的电力和/或输出电流。例如，300安培焊条焊接系统所需的输出不同于600安培mig焊接系统所需的输出。

现有技术的焊接型系统通常是为特定的输出设计的，并且功率电路、控制器、输出电路等被考虑设计为具有最大输出电力。100安培系统可能不同于200安培机器，后者不同于300安培机器，如此等等。因此，常常是从头开始设计焊接型系统。其它时候，为了要减少伴随的工程成本，通过增加开关容量或者将开关并联布置来按比例放大焊接型电力供给器以实现较高的输出。然而，这种按比例放大是有限制的，并且要使部件耐受越来越大的电流变得成本越来越高。这两种设计新式焊接型系统的方法需要大量的设计、工程及测试，并且因此是相对昂贵的。

2004年3月30日授予albrecht的标题为“设计和制造焊接型电力供给器的方法(methodofdesigningandmanufacturingwelding-typepowersupplies)”的usp6713721(据此以引用的方式并入)教导了使用具有给定输出电流的单一电力拓扑结构，并且然后根据需要将模块并联布置以得到所需的输出电流。例如，如果每个模块产生250安培，并且需要750安培，则使用三个并联模块。虽然如usp6713721中教导的那样使用并联模块增加了输出电流，但多个模块的输出电压并不高于单一模块的输出电压。

现有技术中一种非常适于携带并适于接收不同的输入电压的焊接型电力供给器是一种多级系统，其具有用以调节输入电力并提供稳定总线的预调节器和将稳定总线转换或变换成焊接型输出的输出电路。这类焊接型系统的例子描述于usp7049546(thommes)和usp6987242(geissler)以及美国专利公开20090230941(vogel)中，这三篇专利均由本公开的所有者享有，并据此以引用的方式并入。具有特征的焊机包括这种现有技术的一些特征。

有许多类型的焊接型电力供给器可从ac或dc电源提供焊接型电力输出。一种通常类别的电力供给器被称为开关模式电力供给器，其利用功率半导体开关以对dc电源进行斩波并将此斩波的电力转换成适于焊接的电压和/或电流。

焊接行业中通常已知的一种开关模式电力供给器是逆变器型电力供给器。逆变器型电力供给器对dc电源进行斩波并将其施加于变压器的初级线圈。经斩波的电压的频率通常远高于常用作电源的ac线路频率(50至60hz)。典型的开关频率范围在20khz至100khz。这种较高的频率允许逆变器变压器比相当的线路频率变压器小得多。变压器的次级线圈将经斩波的电压变换成适于焊接的电压和电流水平。通常将变压器的次级线圈连接于整流器，并且转换成dc并供给到平滑电感器以对输出进行滤波。然后将这种平滑的输出用作焊接型电力供给器的输出。对于一些焊接型电力供给器来说，dc输出经进一步处理并转换成ac焊接型输出，如用于acgtaw的ac焊接型输出。

对基于逆变器的焊接型电力供给器，可使用许多电路拓扑结构。这些当中有通常被称为正向电路、全桥、半桥、反激等等的拓扑结构。这些类型电力供给器的dc电源通常是通过对ac线路电源进行整流而得到的。逆变器型电力供给器还可以包括在整流器之后且在逆变器电路之前的预调节器电路。预调节器电路可起到对逆变器电路提供经调节的dc总线电压的功能，该经调节的dc总线电压可为与原始整流的ac电压不同的电压水平。这种预调节器电路还可包括功率因数控制机构，其可用于改善从ac线路汲取的电流的功率因数。

图1显示与usp7049546和usp6987242中所示一致的基于逆变器的焊接型电力供给器的简化示意图。ac线路电压经整流，显示具有三相ac，或者可为单相。ac线路电压的典型值范围可在115vac或更低至600vac。可针对单个标称ac线路电压或针对某一范围的ac线路电压设计逆变器电力供给器。整流器可包括示为c3的滤波电容器并提供输出电压(vrectified)。

可包括预调节器以提供经调节的总线电压(vbus)，其可以被调节到高于经整流的ac线路电压的峰值的电压。预调节器电路还可以含有功率因数校正电路或控制机构以改善从ac线路汲取的电流或电力的功率因数。图1显示用于预调节器的升压转换器电路布置。功率半导体z3的开关由通过预调节器/逆变器控制机构提供的栅极驱动信号控制。可以按这样的方式控制z3的开关以提供经调节的vbus以及执行功率因数校正。

所示的逆变器拓扑结构是半桥电路，高频逆变器变压器的初级线圈t1连接在电容器c1和c2的中心点与功率半导体开关z1和z2之间的结点之间。功率半导体开关通过显示为逆变器控制机构的一部分的栅极驱动电路接通和断开。由逆变器控制机构来控制功率半导体开关的开关频率和接通(on)/断开(off)比(或占空比d)以提供焊接型电力供给器的经调节的输出电压和/或电流。z1和z2交替地对dc总线电压进行斩波并在变压器的初级线圈上产生高频ac电压。对于所示的半桥电路，总线电压由两个电容器分成两半，由此在效果上说，当z1或z2任一者接通时，vbus的一半施加于变压器的初级线圈两侧。变压器将电压变换成适于焊接的水平。变压器的中心分接的次级线圈连接于二极管整流器(d2、d3)，后者对次级线圈高频ac电压进行整流以产生dc输出。dc输出由电感器l1进行滤波以对焊接电弧提供平滑的输出电流。可包括图1中未显示的附加部件和电路，如缓冲器和预充电电路、emi滤波器、栅极驱动电路、控制电力供给器及各种其它电路。

电流传感器(cs1)提供指示输出电流(i_out)的反馈信号。还对逆变器控制电路提供电压反馈，v_out。逆变器控制机构还可提供其它功能，如监测热传感器、控制冷却风扇、对其它电路和控制机构(如焊接控制机构)接收和发送各种状态及控制信号。所示的焊接控制器允许用户选择和控制焊接过程，并可以提供各种信号、指示器、控制机构、仪表、计算机接口等以允许用户根据给定焊接过程的需要设置和配置焊接型电力供给器。焊接控制器通常将对逆变器控制机构提供命令信号，表示为i_ref。这种命令信号可以是电力供给器的输出电流水平，或者可以是依赖于特定焊接工艺和用户输入、电压和电流反馈信号及在焊接电弧处的其它条件的更为复杂的波形或信号。可将电压反馈、电流反馈及其它信号提供给焊接控制机构。

诸如图1中所示的焊接型电力供给器常常被设计成通过工业水平的ac电力(如230、460或575vac)工作。如此总线电压vbus可大于900伏。这种总线电压水平可能需要具有1200伏量级的电压额定值的功率半导体开关(z1、z2、z3)。可能需要诸如缓冲器、慢电压过渡(svt)之类的电路或其它电路来减少因总线电压水平所致的功率半导体内的开关损耗。此外可能需要大体积电容器的串联布置(c1、c2)以达到足够的电压额定值。这些电容器可能不完美地分享电压并最终达到不匹配的电压水平。现有技术中一种使用输出的pwm控制的焊接型电源描述于专利8455794(据此以引用的方式并入)中。

焊接型电力供给器常常被设计为具有能处理完全范围的输入电压和电力并提供给定焊接型电力输出的部件。这对于某些应用来说可能不是最佳的，这使焊接型电力供给器比可能是必要的情况更为复杂或昂贵。

可能期望具有这样的焊接型电力供给器，其能处理诸如上文所示的一定范围的输入，但仍然使用较低电压功率半导体，所述功率半导体可以更有效地开关并减少或消除对缓冲器及其它电路的需要以减少开关损耗。还可能期望的是当采用串联布置时对总线电容器保持均衡的电压分享。还可能期望的是提供能很容易地适应不同的输入电压和功率水平以及各种焊接输出的焊接型电力供给器。

因此，期望开发一种具有由模块化系统组成的电力拓扑结构的焊接型系统，优选为这样的焊接型系统，其能提供比任一模块的输出电流更大的所需输出电流，和/或比任一模块的输出电压更大的输出电压。优选地，该系统保持了现有技术的便携式通用输入系统的优点，但期望也避免现有技术的一些不足。

技术实现要素：

根据本公开内容的第一方面，焊接型电力供给器包括控制器、预调节器、预调节器总线和输出转换器。控制器具有预调节器控制输出和输出转换器控制输出。预调节器接收某一范围的输入电压作为电力输入，并接收预调节器控制输出作为控制输入，并且提供预调节器电力输出信号。预调节器包括多个层叠式升压电路。预调节器总线接收预调节器输出信号。输出转换器接收预调节器总线作为电力信号并接收输出转换器控制输出作为控制输入。输出转换器提供焊接型电力输出并且包括至少一个层叠式逆变器电路。

根据本公开内容的第二方面，焊接型电力供给器包括控制器、预调节器、预调节器总线和输出转换器。控制器具有预调节器控制输出和输出转换器控制输出。预调节器接收某一范围的输入电压作为电力输入并接收预调节器控制输出作为控制输入，并且提供预调节器电力输出信号。预调节器包括层叠式升压电路。预调节器总线接收预调节器输出信号。输出转换器接收预调节器总线作为电力信号并接收输出转换器控制输出作为控制输入。输出转换器提供焊接型电力输出并且包括至少一个层叠式逆变器电路。

控制器在另一实施方案中包括总线电压平衡模块。总线电压平衡模块在各种实施方案中包括积分器和累加器中的一者或两者和/或在各种实施方案中接收来自预调节器和输出转换器的反馈。

根据本公开内容的第三方面，焊接型电力供给器包括控制器、预调节器、预调节器总线和输出转换器。控制器具有预调节器控制输出和输出转换器控制输出。控制器包括总线电压平衡模块，并且预调节器控制输出响应于总线电压平衡模块。预调节器接收某一范围的输入电压作为电力输入并接收预调节器控制输出作为控制输入，并且提供预调节器电力输出信号。预调节器提供预调节器输出信号并且对总线电压平衡模块提供反馈。预调节器包括至少一个层叠式升压电路。预调节器总线接收预调节器输出信号。输出转换器接收预调节器总线作为电力信号并接收输出转换器控制输出作为控制输入。输出转换器提供焊接型电力输出并且包括至少一个层叠式逆变器电路。

预调节器总线在一个实施方案中是受电压调节的。

输出转换器在另一实施方案中包括双层叠式逆变器。

多个层叠式升压电路在各种实施方案中为双层叠式升压电路、三层叠式升压电路或多于三层叠式升压电路。

控制器在各种实施方案中包括电流平衡模块和/或输出转换器通量平衡模块。

控制器在其它实施方案中包括启动模块和/或断电模块。

在另一实施方案中，控制器包括功率电路配置检测模块，并且预调节器控制输出和输出转换器控制输出中的一者或两者响应于功率电路配置检测模块。

焊接型电力供给器在另一实施方案中还具有响应于功率电路配置检测模块和辅助功率电路检测模块的用户通知模块。

在另一实施方案中，焊接型电力供给器还包括具有ac可调频率辅助电力输出的合成辅助ac功率电路，和/或可变速度冷却风扇接收辅助电力输出并朝预调节器和输出转换器的至少一部分吹送空气。

输出转换器在另一实施方案中包括层叠式全桥逆变器。

根据本公开内容的另一方面，焊接型电力供给器包括开关输出转换器和控制器。开关输出转换器提供焊接型电力输出，并且具有变压器和控制输入。控制器具有连接于控制输入的转换器控制输出以及通量平衡模块。转换器控制输出响应于通量平衡模块。

根据本公开内容的另一方面，提供焊接型电力的方法包括切换输出转换器以经由变压器提供焊接型电力以及控制切换以使得变压器中的通量保持平衡。

通量平衡模块在一个实施方案中是通量集中模块。

通量集中模块在各种实施方案中包括最小断开时间模块和/或脉冲跳过模块。

预调节器在另一实施方案中将电力提供给开关输出转换器。

控制切换在一个实施方案中包括控制切换的脉冲宽度。

控制切换在另一实施方案中包括确保每一脉冲是前一非零脉冲的相反极性。

附图说明

图1是基于现有技术的逆变器的焊接型电力供给器的示意图；

图2是根据优选实施方案的双层叠式升压预调节器功率电路；

图3是根据优选实施方案的单层叠式升压预调节器功率电路；

图4是根据优选实施方案的双层叠式全桥逆变器输出转换器；

图5是根据优选实施方案的层叠式全桥逆变器输出转换器；

图6是根据优选实施方案的焊接型电力供给器的方框图；

图7是根据优选实施方案用于预调节器的控制器；

图8是根据优选实施方案用于层叠式升压预调节器电路的控制器；

图9是根据优选实施方案用于双层叠式升压预调节器电路的控制环路；

图10是根据优选实施方案的基于逆变器的输出转换器的控制器；

图11是根据优选实施方案的基于逆变器的输出转换器的控制器；

图12显示根据优选实施方案的基于逆变器的输出转换器的四个pwm信号；以及

图13是根据优选实施方案用于基于逆变器的输出转换器的控制环路；

图14是全桥逆变器。

在对所述方法和系统的至少一个实施方案进行详细说明之前，要理解的是，本公开内容并不将其应用限制于在以下说明书中叙述或附图中示出的部件的构造及布置细节。所述方法和系统能够胜任其它实施方案或者以各种方式实践或执行。另外要理解的是，本文中使用的措辞和术语的目的是为了进行描述，不应被视为具有限制意义。同样的附图标记用于指示同样的部件。

具体实施方式

虽然将要参考特定的电路及拓扑结构来说明所述方法和系统，但一开始就应理解的是，所述方法和系统可采用其它的电路及拓扑结构方式予以实施。

一般地，所述方法和系统包括具有双层叠式升压预调节器电路和双层叠式全桥逆变器电路输出转换器的焊接型电力供给器。如本文所用的层叠式升压电路是包括串联布置的两个开关、两个二极管和两个电容器的升压电路，其中一个开关的集电极连接于另一开关的发射极，并且每个开关具有与之相关联的电感器。每个开关通过与二极管的串联布置箝位于其相关联的总线电容器。单层叠式升压可具有一个连接于上部开关或下部开关任一者的电感器。双升压优选对于每个开关具有电感器，使得电流能在两个上部支路之间得以平衡，并且对于两个下部支路来说同样如此。层叠式升压电路可具有多组并联开关。如果使用mosfet开关，则将它们从漏极连接到源极，并且如果使用其它开关，则将它们以类似的方式连接。图3显示层叠式升压电路。如本文所用的层叠式逆变器电路是初级侧开关串联连接的两个逆变器电路。单层叠式逆变器电路是在单变压器处驱动的连接于下部总线的至少一个开关和连接于上部总线的至少一个开关的布置。

焊接型电力供给器的一种配置由单层叠式升压预调节器电路组成，以为预调节器电路提供低电力配置。焊接型电力供给器的另一种配置由单层叠式全桥逆变器电路组成，以为逆变器功率电路提供低电力配置。提供控制器以控制预调节器和输出电路的操作。如本文所用的控制器是数字和/或模拟电路和/或逻辑/指令，其协作以对一个或多个电路提供控制信号。控制器可位于单板上，或者跨越多个位置而分布。如本文所用的双层叠式升压电路是并联连接的两个层叠式升压电路，具有共同的输出总线，其也从共同的输入整流器馈电。替代方案包括从共同的ac源馈电的两个整流器，和/或两个单独的输出总线。如本文所用的输出转换器是接收中间信号(如总线)并提供输出电力信号的功率电路。如本文所用的输出转换器控制输出是用于控制输出转换器中的一个或多个开关的控制输出，并且可由多个控制信号组成。如本文所用的预调节器是接收一种形式的输入电力并以另一种形式将其提供给另一功率处理电路的功率电路。如本文所用的预调节器总线是作为预调节器的输出的总线。如本文所用的预调节器控制输出是用于控制预调节器中的一个或多个开关的控制输出，并且可由多个控制信号组成。如本文所用的预调节器输出信号是预调节器的电力输出。

控制器提供各种控制算法及特征。优选地，其包括即插即用模块，所述即插即用模块可检测功率电路配置并根据需要调适或改变控制，对用户提供有关所检测到的配置和预期参数以外的可能的操作的状态信息，检测任选的电力供给器并基于这些电力供给器(例子：115vac辅助功率电路、送丝机电力供给器等)的存在而调适或改变控制。如本文所用的功率电路配置检测模块是检测电力供给器的配置的控制模块，如检测正在使用的是单层叠式升压电路还是双层叠式升压电路。如本文所用的模块是协作以执行一项或多项任务的软件和/或硬件，并且可包括数字命令、控制电路、功率电路、网络硬件等。

另外，系统优选包括用于主动平衡在两个或更多个串联电容器之间分享的总线电压的模块(如累加器或积分器功能)以累计总线电压差，兼顾预调节器与逆变器或其它电路之间的总线平衡。

系统优选包括用于为双升压配置主动平衡电流的模块，和/或用于协调和控制辅助电力供给器的启动和关闭和/或为逆变器电路进行主动通量平衡以减少变压器饱和的可能性的模块，和/或用于为冷却提供可变速度风扇的模块，和/或用于提供各种自检以保证预调节器和逆变器电路正确工作的模块。

双层叠式升压预调节器功率电路示于图2。所示的预调节器电路的输出是经调节的总线电压，表示为vbus。总线电压近似均等地被分享在两个串联电容器c1与c2之间。vbus_top和vbus_bottom代表两个电容器电压。电容器c1和c2可各自由单个电容器或多个电容器(形成电容器排)组成。通过将ac线路电压转换成经整流的dc电压的整流器提供对预调节器电路的输入。可供给整流器某一范围的线路电压(例如230vac、460vac、575vac)并在单相或者三相上工作。如本文所用的输入电压的范围是跨越至少两种公用事业电压的范围。

可以将预调节器电路设计成在连续跨度的输入电压上工作，并提供被调节至近似恒定的电压的输出总线电压，所述近似恒定的电压大于最高整流电压(例如920vdc)。作为另外的选择，预调节器可提供某一水平的总线电压，使得在一些ac线路电压下预调节器关闭并且不进一步升压地传递经整流的线路电压(例如，当线路电压达到575vac+15％时停止升压)。另外，可以给预调节器提供任意的dc电压源，如来自电池或发电机的dc电压源。在一些情况下，可由发电机、交流发电机或公用事业电力提供ac线路电压。预调节器优选提供经电压调节的总线。如本文所用的经电压调节的总线是被调节到所需的电压或电压波形的总线。

图2中所示的预调节器电路由具有串联连接的开关的两个升压电路(双层叠式升压)组成。第一升压电路由串联开关z4、z5、二极管d5、d6、电感器l7、l8和电流传感器cs7组成。或者可提供附加电流传感器与电感器l8串联。流入l8的电流的大小可从流入其它电感器(l7、l9、l10)的电流计算出或推断出，并且如此可不需要这种附加电流传感器。替代方案提供的是使用并联的两个、三个、四个或更多个层叠式升压电路。如本文所用的更多个层叠式升压电路是并联布置的两个或更多个层叠式升压电路。

控制开关z4和z5以一定的开关频率(例如10khz至20khz或更高)将开关接通和断开，根据需要由控制电路控制或调整接通时间以调节总线电压，同时还控制和调节流入电感器l7和l8的电流。提供两个脉冲宽度调制信号以独立地控制z4和z5(pwm1和pwm2)。一般来说，这些开关的控制类似于图1中所示的公知的升压电路，除了可能期望使两个pwm信号相位错开或者使开关信号交织。交织具有的益处是有效地将电感器l7和l8中存在的纹波电流频率加倍，这可允许降低z4和z5的开关频率，减少了滤波要求及l7和l8的相对尺寸，还有一些其它的益处。可如下文中更详细描述的那样实施对pwm1和/或pwm2的其它修改以提供与第二升压电路的总线电压平衡和电流平衡。z4和z5连同二极管d5和d6的串联布置导致在这些器件两侧外加的电压，其为大约二分之一vbus。这样可允许使用更有效的器件，并减少或消除为了减少开关损耗而对缓冲器、svt或其它电路的需要。

第二升压电路由开关z6、z7、二极管d7、d8、电感器l9、l10和电流传感器cs9、cs10组成。第二升压输出与第一升压电路共同连接于vbus。输入是从共同的整流器提供的。或者第二升压电路可从单独的整流器或其它dc电源接收其输入。开关z6和z7由两个附加的独立pwm信号(pwm3、pwm4)控制。这两个pwm信号可类似于提供给第一升压电路的两个pwm信号。pwm3和pwm4可以类似于pwm1和pwm2的方式交织。第二升压电路的工作类似于第一升压电路的工作。下文更详细地描述四个pwm信号的导出和控制。当与单升压电路相比时，双升压电路通过共享流入vbus的电流的方式提供流过预调节器的附加电力。

用于预调节器的单层叠式升压电路布置示于图3。描述及工作类似于上文针对作为双升压布置的一部分的第一升压电路给出的描述。控制信号pwm1和pwm2是类似的，并且可以交错，如上所述。可以实施对pwm1和pwm2的修改以达成总线电压平衡。然而为了与第二升压的电流平衡而修改pwm1和pwm2将变得不需要，因为不存在第二升压电路。可以修改控制算法或电路以消除电流平衡改变。如此有益和可取的是控制机构检测预调节器电路的配置(单升压、双升压)，以便可以自动地实施控制改变。总地来说，这种单升压布置与双升压相比可减少流入dc总线的总输出升压电流，使得这种布置适于低电力焊接电力供给器或只能以范围减小的输入电压(例如400-600vac，相比于双升压的230-600vac)工作的焊接电力供给器。这样可以使电路对于例如不需要完全范围的输入电压的一些应用来说具有降低的复杂性和成本。还可取的是检测预调节器布置(单升压、双升压)并经由指示器、用户接口或其它装置对用户提供有关布置及这种布置的能力的反馈。例如如果焊接型电力供给器连接于230vac，且单升压范围意欲为400-600vac，则采用单升压布置的客户可以被警告线路电压不适当。因此可取的是检测预调节器配置以使得能够作出焊接型电力供给器的各种配置，能够在领域、改装等方面进行改变，并提供能适应和提供必要的pwm控制信号的控制机构，以及基于所检测到的配置对用户提供信息。

双层叠式全桥逆变器电路示于图4。开关z8、z9、z10、z11、变压器t2和二极管d9、d10形成用于第一逆变器电路的基本功率电路。开关z12、z13、z14、z15、变压器t3和二极管d11、d12形成第二逆变器电路。这两个电路以串联布置的方式布置在输入或初级线圈侧上，每个电路跨越总线电压的二分之一连接(vbus_top、vbus_bottom)。输出或次级线圈侧以并联布置的方式布置，使得d9、d10连同t2与d11、d12和t3分享输出电流。以一定的开关频率(例如，20khz至100khz)将开关接通和断开，其脉冲宽度或占空比受到调整，以根据需要控制和调节输出电流和/或电压以提供焊接型输出。这些脉冲宽度调制信号表示为pwm5、pwm6、pwm7和pwm8。全桥电路的基本工作方式是公知的，并且除了涉及pwm信号的控制的具体细节外将不再进行进一步的描述。如本文所用的双层叠式逆变器是以使其输出并联的方式连接的两个层叠式逆变器。替代方案提供的是将导致较高输出电压的串联连接。对于单逆变器，优选的实施方案在输入侧具有4个开关，跨越两个串联的总线电压与单变压器串联。对于双逆变器，4个开关以全桥布置，由此驱动跨越每个总线电压与两个总线电压串联连接的一个变压器的初级线圈。

关于层叠式升压电路，在每个逆变器电路的初级线圈以总的总线电压的二分之一工作时，层叠式全桥布置可允许使用下部电压开关。此外图4中所示的层叠式布置具有的一些有益效果在于，存在固有装置来分割并分享次级线圈上的电流，并且自然地迫使初级线圈上的两个总线电压(vbus_top和vbus_bottom)近似平衡。例如，如果顶部总线电压高于底部总线电压，则t2的次级线圈电压将高于t3的次级线圈电压，并且因此t2将占取更大比例的输出电流。反映到t2的初级线圈的这种附加电流意味着从顶部总线电压汲取的总电力将大于通过下部逆变器电路在底部总线上汲取的电力。这种较大的电力将自然地相对于总的总线电压而降低顶部总线电压，直至达到平衡点。因此存在被动平衡或分享。对于某些动态或静态负载条件来说可能期望的是主动平衡或分享，如对于pwm值非常小的情况，如在焊接型电力供给器的输出短路情况期间。可独立地或结合在对单层叠式或双层叠式升压预调节器进行控制中实施的电压平衡手段来进行顶部和底部总线电压的主动平衡。

最佳地，可以以顶部及底部总线电压中具有少量不匹配(例如2至3伏差)的方式实现串联总线电压的固有平衡和输出电流的分享，这种少量不匹配是由逆变器电路内的各种电路部件的公差、开关特性等自然获得的。如此可取的是，一旦总线电压差降到一限值以下(例如，5伏差以内)则禁用预调节器电路内的主动dc总线平衡。

在一些焊接、切割或加热电力供给器的布置中，可以省去次级二极管d9、d10、d11和d12并直接使用t2和t3的高频ac。其它布置可包括通过ac逆变器电路进一步处理输出电力以提供ac输出电力，其频率可不依赖于逆变器开关频率且不依赖于ac线路频率。在焊接型系统内根据需要可提供任意数目的其它附加电路及控制机构，如热传感器、风扇控制机构、用户接口、焊接工艺控制机构、数据存储器、送丝机、辅助电力供给器等。

层叠式全桥逆变器电路示于图5。基本逆变器电路由开关z8、z9、z14和z15连同变压器t2、隔直电容器c4和二极管d9、d10组成。开关z8、z9、z14和z15由pwm信号pwm5、pwm6、pwm7和pwm8控制。在这种布置中，开关z8和z15或多或少地一起切换，且开关z9和z14一起被接通和断开。电容器c4保持大约等于二分之一vbus的dc偏置电压。一般来说，全桥电路的这种布置的工作方式类似于图4中所示的两个全桥逆变器电路之一的工作方式，主要区别在于，当开关z9和z14接通时，t2的初级线圈两侧的电压(且因此，输出电力)是由储存在隔直电容器c4上的电压提供的。

所描述的焊接型电力供给器的基本系统方框图示于图6。ac线路电压被提供给整流器电路，之后提供给预调节器电路。经调节的总线电压(vbus)由预调节器提供给逆变器电路，后者继而提供焊接型电力输出。辅助功率电路也可由vbus信号供电，并提供辅助功率电路。例如，辅助功率电路可提供矩形波形或正弦波形或其它合适波形形式的115vac。辅助功率电路可用在焊接型系统或单元中以给各种手动工具、研磨机、风扇、灯或可在焊接单元中发现的其它附属设备供电。在一些焊接型电力供给器中可存在或可以不存在辅助功率电路。送丝机功率电路也可由vbus信号供电，并提供输出电力信号用于驱动作为焊接系统的一部分的送丝机。送丝机电力输出可以是dc信号，如42vdc，或者在其它系统中可以是ac信号。同样，在一些焊接型电力供给器中可存在或可以不存在送丝机功率电路，这取决于特定的配置。可以类似的方式提供其它类似的功率电路，如用于给水冷却器、加热器等供电。

控制机构可接收输入信号和/或提供各种控制信号以控制如图6中所示的预调节器电路、逆变器电路和任何附加功率电路。这些信号可包括电流和电压反馈信号、pwm信号、使能和状态信号、模拟反馈信号等。换言之，所有用以监测和控制功率电路所需的必要信号。控制机构也可以根据需要与附加的控制机构和/或电路(如焊接控制机构、用户接口等)形成接口，以在焊接操作之中使焊接型电力供给器正确工作。可使用控制电路、微处理器及存储设备、软件算法或各种组合来实施控制。

预调节器控制方框图示于图7。四个开关电路(z4、z5、z6和z7)中的每一个被提供有由预调节器控制机构产生的pwm控制信号和提供给预调节器控制机构的检测信号以允许控制机构检测开关电路的存在或不存在。每个开关电路可含有功率半导体(如igbt)、栅极驱动电路、热反馈或其它电路。检测信号可以是模拟反馈信号或逻辑信号，其可被预调节器控制机构读出或检测以感测每个特定开关电路的存在。如上所述，预调节器控制机构可基于一个或多个开关电路存在或不存在而改变控制顺序或算法。例如，如果控制机构检测到存在四个开关电路，则可实施电流平衡控制以使流入图2中所示的四个电感器的电流平衡。可以对用户接口或其它控制机构提供接口信号以指示焊接型电力供给器的配置。开关检测信号也可用于检测和指示异常状况或可能的焊接型电力供给器故障。例如如果预调节器控制机构检测到4个开关电路中的3个的存在，则可以将此作为故障指示给用户，并且提供有关哪个开关未被检测到的指示以帮助维修焊接型电力供给器。

同样地，可以将三个电流传感器连接于所示的控制机构以提供指示流入图2中所示的电感器中的三个的电流的电流反馈信号。电流传感器还可对控制机构提供检测信号，以便能够检测电流传感器的存在或不存在。在焊接型电力供给器内的预调节器电路中，常常期望以一些方式来控制预调节器电流以限制电流，塑造电流波形以提高功率因数，限制来自预调节器电路的输入电力或输出电力等。利用电流检测信号来改变控制机构或者如果未检测到电流传感器时禁止工作可有助于确保正确地工作和/或协助焊接型电力供给器的维修。或者可以通过在预调节器电路的工作或启动期间寻找某一电流反馈阈值来检测电流传感器的存在。例如启动顺序可使升压预调节器电路以小的pwm占空比值工作一定的时间段，使得电流不能攀升太快而超过某一限值，但仍然允许检测传感器正在提供反馈信号。或者可基于提供给预调节器电路的输入整流的电压、输出总线电压、开关pwm占空比值和电感值来计算预期的电流反馈信号，并且将此值与实际电流传感器反馈信号相比较以确定电流传感器正确工作。可以将未示出的附加信号或正确工作所需的其它信号提供给例如电力供给器的电流传感器电路。

也可以给预调节器控制机构提供其它信号，如指示经整流的电压的反馈信号(v_rectified_feedback)和总线电压反馈信号(vbus_top_feedback、vbus_bottom_feedback)。这些信号可用于调节总线电压、在顶部与底部总线电压之间实施dc总线平衡、检测总线电压不平衡并采取一些动作来纠正或禁止工作、基于检测到的预调节器配置来验证正确的输入电压，或有其它的特点和功能。通过总线电压平衡模块实现总线平衡，所述总线电压平衡模块接收总线电压反馈信号，并使开关以使之靠近在一起这样的方式来工作。如本文所用的总线电压平衡模块是控制模块，所述控制模块控制开关信号以便使多个电容器两侧的总线电压平衡。

可以对逆变器控制机构、辅助功率电路、送丝机功率电路、预充电电路以及焊接型系统内的其它电路提供各种接口信号。可以将这些接口信号提供作为通过预调节器控制机构的输出或作为对预调节器控制机构的输入。这些接口信号允许检测某些电路的存在，例如辅助功率电路，并然后基于某些电路的存在或不存在而采取动作。例如，如果检测到存在辅助功率电路，则可以激活辅助功率电路的加电例程作为焊接型电力供给器的总加电例程的一部分。可例如仅在预调节器已将vbus建立在其标称调整值并确定可以启用辅助功率电路之后启用辅助功率电路。在一定的加电时间过后，预调节器控制机构可验证辅助功率电路的工作，并且要么继续工作，要么禁止工作，这取决于所检测到的辅助功率电路的状态。可经由用户接口将这种状态和工作信息传递给用户。

在一些情况下可取的是限制对焊接型电力供给器的总输入电力或电流。如此可取的是，如果存在辅助功率电路的话，则减少或限制最大焊接型输出电力。例如如果检测到可提供高达2kw输出电力的辅助功率电路作为焊接型电力供给器的配置的一部分，则在一些情况下可取的是将最大焊接输出电力减少2kw或一些量，使得输入电力不超过上限。此外可取的是基于检测到辅助电力供给器配置的存在或基于辅助电力供给器的输出功率水平而改变对冷却风扇的控制。这样可允许在焊接电力输出处于减小的限值期间对辅助电力供给器部件进行足够的冷却。按上文针对检测其它电路所描述的方式使用辅助功率电路检测模块来检测辅助功率电路。如本文所用的辅助功率电路检测模块是控制模块，该控制模块检测辅助功率电路的存在或使用。

检测模块可对用户通知模块提供配置，所述用户通知模块可将配置通知给用户，或者仅当检测到错误时通知用户。如本文所用的用户通知模块是用来将状态或参数通知给用户的控制模块。

也可以提供预充电电路接口以允许在升压电路工作之前将总线电容器软充电或预充电。可以使用继电器或ac线路接触器或公知的其它装置作为预充电电路的一部分。接口信号可含有检测、启用和状态以外的附加信息。例如可以对逆变器控制机构提供dc总线电压信号或信息，使得逆变器控制机构可采取一些动作以与预调节器控制机构协调工作以迫使达到dc总线平衡。任意数目的其它信号可以在焊接型电力供给器的这些部分与其它部分之间来回传递。这些信号的形式可以为硬件连接、软件中的变量、串行通信或任何其它合适的形式。

可适应单升压布置或双升压布置的层叠式升压预调节器电路的示例控制电路示于图8。电路a1是对升压电流调节器电路提供输出信号的总线电压调节器电路。总线电压调节器电路的输出用来基于反馈信号(vbus_top和vbus_bot)将总的总线电压调节到固定值(ref)。对于需要一定范围动态焊接过程(如脉冲焊接)的一些焊接型电力供给器来说，可取的是调谐总线电压调节器的补偿网络，以便使流出预调节器的电力倾向于更加响应于平均焊接电力要求而不是焊接过程的动态性质。这可能需要能提供相对较慢响应(例如50至100毫秒)的补偿网络。

电路a2是升压电流调节器电路，其用来基于电流反馈信号(cs7)调节升压电流。电流调节器的输出(i_error)由微处理器读取为模拟输入，并且用作一个输入以确定四个升压开关(pwm1–pwm4)的pwm占空比。例如基于i_error的值，pwm1–pwm4最初可以是相同的。

对微处理器提供附加的模拟及数字输入。这些包括模拟电流传感器信号(cs7、cs9和cs10)，其提供正比于流过图2中所示的电感器的电流的反馈信息。模拟总线电压反馈信号(vbus_top、vbus_bot)也由微处理器读取，并且可用作另一输入来改变pwm占空比(pwm1–pwm4)以主动平衡两个dc总线电压。也可以提供反馈信号，所述反馈信号代表由输入整流器对预调节器电路提供的经整流的电压(v_rectified)。可以各种方式使用这种反馈信号，如用于检测对于特定的预调节器配置来说过高或过低的输入电压、检测单相电力等。在一些情况下，经整流的电压反馈可用于改变pwm值，使得输入电流成形且对准于输入ac线路电压以进一步改善功率因数。

z4-z7检测信号被提供给微处理器并且可用于确定升压配置或布置(单或双)，并且还检测异常情况。某些控制及状态信息经由串行通信电路与逆变器控制机构进行通信。可提供未示出的附加信号，如经整流的电压反馈、热传感器等。或者可以在电压调节器输出与电流调节器之间插入电路，以通过使电压调节器输出的形状更接近地遵循被提供给整流器的ac线路电压的波形状及匹配而提供进一步改善的功率因数。乘法器或其它电路可用于此目的。

以下示出可使用z4-z7检测信号的一种方式：

1)检测到的z4和z5和z6和z7–配置＝双升压

2)检测到的z4和z5–配置＝单升压

3)检测到的任何其它组合＝出现故障，禁止升压和/或采取其它动作。

可产生dc总线差信号并利用它来产生总线平衡占空比项，其可用于改变一个或多个预调节器pwm信号。以下示出实施dc总线平衡算法的一种方法，将所检测到的功率电路的配置考虑在内。

1)bus_diff＝vbus_top–vbus_bot

2)如果量值bus_diff>fault_limit，则出现故障，禁止升压和/或采取其它动作。

3)如果量值bus_diff<correction_lower_limit，则重置bus_error并禁止总线平衡。

4)否则累加bus_error项：

bus_error＝bus_error+bus_diff

5)如果bus_error>0，这表示顶部总线电压过高。

6)如果配置＝双升压，则pwm1＝pwm1+k*bus_error,pwm3＝pwm3+k*bus_error。

7)如果配置＝单升压，则pwm1＝pwm1+k*bus_error，类似地如果bus_error<0，这表示底部总线电压过高。

8)如果配置＝双升压，则pwm2＝pwm2–k*bus_error,pwm4＝pwm4–k*bus_error。

9)如果配置＝单升压，则pwm2＝pwm2–k*bus_error

可以将增益项或缩放项应用于bus_error(k)以提供如应用于pwm信号的正确缩放。另外可以将bus_error的量值限制于某一上限值，由此忽略dc总线误差的进一步累加。累加总线误差函数或积分器是可取的，使得可导出大的bus_error项以迫使上部与下部开关pwm值之间产生大的不匹配，同时保持总线电压差为小的量值。

在一些情况下，如在焊接电源的输出功率水平减小的情况下，预调节器电路的电力输出和电流水平是处于相对较低水平的。对于这些情况，并且更具体地说当经整流的输入电压小于顶部或底部总线电压时，可能有必要生成大的bus_error项以有效地提供总线平衡机制。对于其它的功率水平和经整流的电压电平，小的bus_error项可有效地迫使dc总线平衡。一旦总线电压差降到校正下限(例如，5伏)以下，则可禁止进一步的dc总线校正。这样是可取的方式，以提供使逆变器电路以少量总线电压不匹配达到自然平衡工作点的手段，如上所述。此外可取的是重置累加总线误差项或积分器，以便当在预调节器控制机构内再次需要总线平衡并且将其激活时，总线误差项不会已经处于不可取或不正确的值。

如果总线电压差小于fault_limit(例如小于50伏差)但大于校正上限(例如10伏差)，则可通过与逆变器控制机构进行通信来实施进一步的dc总线校正方案，使得逆变器控制机构开始采取另外的动作以协助平衡dc总线电压。一种方法是使逆变器控制机构增加工作于具有较大量值的dc总线上的逆变器的pwm占空比。例如如果顶部总线电压相对于底部总线电压过高，则逆变器控制机构可以将上部逆变器的pwm占空比增加某固定或可变的持续时间(例如0.5微秒)。一旦dc总线差的量值回落到校正上限以下，则可将此传递给逆变器控制机构，并且禁止这种补充的dc总线平衡或者使逆变器pwm值返回到其正常工作值。替代实施方式可提供与辅助电源、控制电源或能自顶部或底部总线任一者选择性地汲取或多或少电力的其它电力电路的dc总线平衡协调。

也可以为双升压电路实施电流平衡控制系统以实现四个电感器中的电流平衡，如图2中所示。可能期望电流平衡以主动地迫使4个电感器电流(以及因此而来四个开关电流)或多或少地匹配。在没有主动电流平衡的情况下，由于电路差别及公差的原因(如栅极驱动、电感器差别等)，可能会发生四个电流中的不匹配。同样预调节器控制机构可利用检测信号(z1-z4)来检测双升压配置并自动地实施电流平衡控制。如果检测到单升压配置，则可以禁止预调节器控制机构的电流平衡部分。对于单升压工作只有两个电感器，并且电流是自然匹配的。

一般来说如下地进行电流平衡。将两个上部支路电流(l7和l9)进行比较，使具有较大电流的那个上部支路的pwm值减小一个值，该值正比于电流差。将两个下部支路电流(l8和l10)进行比较，并且使具有较大电流的那个下部支路的pwm值减小一个值，该值正比于电流差。可通过利用两个下部支路电流之和必须等于两个上部支路电流之和的事实，仅用一个附加的电流传感器(cs10)实现两个下部支路电流的平衡。因此每个下部支路的所需电流或目标电流是cs7和cs9之和的二分之一。

或者可利用四个电流传感器来确定四个支路电流。如果双升压：

1)upper_current_error＝cs7–cs9

2)如果upper_current_error>0则

pwm1＝pwm1–k2*upper_current_error

3)如果upper_current_error<0则

pwm3＝pwm3+k2*upper_current_error

4)lower_current_error＝(cs7+cs9)/2–cs10

5)如果lower_current_error>0则

pwm2＝pwm2–k2*lower_current_error

6)如果lower_current_error<0则

pwm4＝pwm4+k2*lower_current_error

或者可以以主动强制产生百分比差的方式来控制四个支路电流，以将例如四个不同开关(z1-z4)之间冷却的差别或其它原因考虑在内。这可通过以不同的常数缩放电流反馈信号以强制产生百分比差的方式实现。例如可如下计算上部电流误差：

1a)upper_current_error＝cs7-k3*cs9(例如k3＝1.2)

然后此新的upper_current_error可用于调节如前所述的两个上部pwm值(pwm1、pwm3)中的一个。

同样可以强制产生百分比差的类似方式控制两个下部支路电流。两个下部支路电流不需要用与两个上部支路电流相同的百分比差进行控制。按这种方式，可基于特定的电力部件及冷却布置来优化功率电路。

可利用进一步的替代方案来主动平衡如上所述的支路电流，要么是相同的要么有一些百分比差。一个替代方案将是使用其它的电流反馈信号(cs8、cs10)，提供如图8中所示的一个或多个附加的升压电流调节器。可将这些附加的电流调节器连接于共同的总线电压调节器并用于产生附加的i_error信号，然后可将其用作附加的输入以设置pwm信号。

进一步的改变或限制可应用于预调节器(pwm1–pwm4)的一个或多个pwm信号。例如可将占空比值箝位或限制于最小或最大的绝对值。另外也可以实施启动占空比限制，以便对于如预调节器加电和将总线电压充电到其目标值的一些持续时间来说，最大占空比进一步受到限制。在此时间间隔期间，预调节器控制机构可测试cs7、cs8和/或cs10的值以确定电流传感器是否正在提供有效的反馈信号。

图9显示具有总线电压平衡环路以及上部和下部电流平衡环路的双层叠式升压预调节器电路的控制环路模型。

总线电压控制环路对代表顶部和底部总线电压的反馈信号求和。应用增益因子(k1)并从基准或设定电压(vref)中减去其结果。将差值应用于在拉普拉斯域中表示为g1(s)的补偿网络。补偿网络的输出是电流基准命令(iref)，即对主电流控制环路的输入。从iref中减去电流反馈信号(cs7)并应用于电流环路补偿网络g2(s)。电流控制环路的输出为用于设置四个pwm信号(pwm1-pwm4)的值的误差信号(i_error)。或者可以在电压控制环路输出(iref)与电流环路输入之间插入另一模块，以通过使iref信号的形状更接近地遵循输入ac电压的形状和相位来进一步改善功率因数。具有第二输入的乘法器功能部分可用于此功能，所述第二输入提供指示所需波形的基准波形。

总线平衡控制环路从顶部总线电压反馈中减去底部总线电压反馈。将差值应用于积分器或补偿网络g4(s)。限制器功能部分限定上限值和/或下限值。开关sw1对下部开关的pwm信号(pwm2、pwm4)应用负的总线校正因子。开关sw2对两个上部开关的pwm信号(pwm1、pwm3)应用正的总线校正因子。每当总线电压差降到阈值以下时可保持开关sw1和sw2断开。

底部电流平衡电流控制环路从确定为cs7和cs9的平均值的目标电流值中减去电流反馈cs10。应用增益因子(k3)，并将结果应用于限制器功能部分。限制器可限定上限值和/或下限值。开关sw3对pwm4信号应用负的底部电流校正因子。开关sw4对pwm2应用正的底部电流校正因子。电流平衡回路为电流平衡模块的一部分。如本文所用的电流平衡模块是平衡流入多个电路路径的电流的控制模块。

顶部电流平衡控制环路减去代表两个上部支路电流的反馈信号cs7和cs9。应用增益因子(k3)并将结果应用于限制器功能部分。限制器可限定上限值和/或下限值。开关sw5对pwm3信号应用负的底部电流校正因子。开关sw6对pwm1应用正的底部电流校正因子。

可实施取决于所检测到的配置的加电顺序。例如可基于检测到辅助电力供给器或送丝机电力供给器的存在或不存在来调适加电顺序。同样可基于所检测到的配置改变断电顺序。如本文所用的启动模块是用来以所需方式起动功率电路的控制模块。如本文所用的断电模块是用来以所需方式使功率电路断电的控制模块。

以下示出一种可能的加电顺序：

1)预充电延迟(允许dc总线电容器的初始充电)。

2)自检–验证单/双升压配置，验证存在的电流传感器信号，验证z1-z4的正确组合，等等。不正确的配置＝出现故障，不继续执行加电顺序。可包括其它自检。

3)基于vrectified验证vbus_top,vbus_bottom。例如每个总线电容器应充电到vrectified的大约1/2。

4)启用预充电继电器或接触器以将预充电电阻器旁路。

5)启用升压预调节器电路、软起动模式(限制最大pwm占空比、最大电流等)。

6)升压延迟时间

7)验证升压的dc总线电压(vbus_top、vbus_bot)

8)如果检测到辅助功率电路：

8a)启用辅助功率电路。

8b)辅助加电延迟。

8c)辅助功率电路验证(是不是正确地工作)，如果不是则禁止，并给用户指示和/或采取其它动作。

8d)基于由辅助电力所消耗的电力计算焊接电力输出的最大可用电力。

9)如果检测到送丝机功率电路：

9a)启用送丝机功率电路。

9b)送丝机功率电路延迟以用于加电。

9c)送丝机功率电路验证(是不是正确地工作)，如果不是则禁止，并给用户指示和/或采取其它动作。

10)启用逆变器电路以提供焊接电力输出。

逆变器控制方框图示于图10。开关电路(z8–z15)设有pwm控制信号以基于各种输入和控制机构来控制开关的占空比，用以有效地产生焊接型电力输出。开关电路可如所示的那样成组地存在或者单独存在，并且对逆变器控制机构提供一个或多个检测信号。可按与对于预调节器控制机构所描述类似的方式使用这些检测信号。例如某些检测信号的组合可表示如图4中所示的双层叠式全桥电力配置或如图5中所示的层叠式全桥配置。如此逆变器控制机构可基于这种所检测到的配置来改变产生及控制pwm信号的方式。检测信号的异常组合可产生禁止逆变器电路工作的故障。这种故障可以被传递到预调节器控制机构以采取进一步的动作，如禁止预调节器电路。

逆变器控制机构根据需要也可以被供给电流及电压反馈或其它反馈信号以产生焊接型电力输出。例如焊接控制机构可能需要某些电流或电压波形以产生焊缝。逆变器控制机构可使用反馈信号以产生所需的波形。根据需要可提供附加接口信号以与焊接型电力供给器或系统内的其它部件(如焊接控制机构、用户接口、预调节器控制机构等)进行通信。

此外可产生风扇控制信号以控制一个或多个冷却风扇。可基于检测到的逆变器功率电路和/或预调节器电路的布置来改变或控制风扇控制信号。例如对于预调节器电路可检测双层叠式升压，且对于逆变器检测双层叠式全桥电路。基于这种检测到的配置，风扇可以以最大速度工作。对于另一种配置，风扇可以以较慢的速度工作。ac风扇(例如115vac)可用于冷却，并且通过改变供给风扇的电压的频率(例如慢的50hz、快的60hz)来控制速度。可以通过公知的ach-桥电路或其它类似的电路来合成这种ac信号。此外或者另外地，可基于其它输入来改变风扇的速度或控制，如基于电流反馈信号(例如cs1)、热传感器、环境温度或其它输入。

简化的逆变器控制电路示于图11。电路a3是电流调节器电路，其接受基准信号(ref)和电流反馈信号(cs1)并产生误差信号(i_error)。可通过焊接过程控制机构或其它装置来产生基准信号，并提供响应于焊接电弧中的条件的设定水平或基准焊接波形。一些焊接过程是非常动态的，具有复杂的基准波形和电弧条件，它们可迅速地从短路状态变化到开弧状态。如此电流调节器通常快到足以对所需要的变化作出响应以产生所期望的焊接条件。如此误差信号(i_error)可根据需要迅速变化以控制逆变器开关的pwm信号，并因此控制逆变器的输出。

微处理器可读取i_error的模拟值并对其作用以产生必要的pwm信号。可能需要四个独特的pwm信号以控制双层叠式全桥逆变器电路。根据需要，各种其它模拟及数字信号可通过接口与微处理器交接以控制逆变器并且通过接口与焊接型电力供给器或系统内的其它部件交接。可如上所述引入z8-z15检测信号以检测功率电路配置或异常状态。此外可以对升压预调节器控制机构提供接口。这种接口可提供信息或信号以结合由升压预调节器控制机构进行的dc总线平衡动作来协调dc总线平衡。在如上所述的一些情况下，可取的是使逆变器控制机构采取动作以协助保持dc总线平衡。可引入未示出的附加信号、控制机构和电路，如上述的风扇控制机构。

逆变器控制电路产生如图12中所示的四个pwm信号。pwm信号控制如图4和5中所示的开关(z8-z15)。每个pwm信号具有开关频率或周期(t_period)及代表开关接通的持续时间的占空比(d)。诸pwm信号中的两个信号在相位上错开二分之一开关周期。由图4和5可见，pwm5和pwm7在逆变器变压器的初级线圈(t2、t3)两侧以一种极性施加电压(vbus_top、vbus_bottom)，且pwm6和pwm8以相反的极性施加相同的电压。在每个变压器中产生与所施加电压和pwm信号的占空比成正比的磁通量。如公知的那样，可取的是使在变压器两侧以一种极性施加的伏特*秒乘积与以相反极性施加的伏特*秒乘积平衡，否则可能会发生变压器饱和。因为这些相反极性脉冲的相位错开的性质及焊接电弧或过程的动态性质，占空比或pwm值经常从一个占空比变化到下一个占空比。图11中所示的控制机构可实施通量平衡算法，以通过保持跟踪以每种极性应用的净时间或占空比值并且如果超出了通量限值的话则限制任一极性的pwm占空比值的方式来减小变压器饱和的可能性。

逆变器控制回路的模型示于图13，其示出了通量限制功能以及dc总线平衡功能。主电流控制环路响应于基准信号或命令(ref)以及指示焊接型电力供给器的输出电流的电流反馈信号(cs1)而产生误差信号(i_error)。主电流控制环路可含有补偿电路或功能部分(g2(s))以定制控制环路的动态特性并提供稳定性。误差信号用于产生最终控制pwm5和pwm7的正极性pwm信号以及控制pwm6和pwm8的负极性pwm信号。正和负是对在变压器的初级线圈(t2、t3)两侧施加电压的极性的任意描述符。这些pwm信号可通过对误差信号的离散采样或者通过连续功能部分(如pwm斜坡比较器)来产生。

显示了通量累加器或积分器，其保持已经施加于变压器的净通量或伏特*秒的历史。由于作为预调节器的输出提供的经调节的总线电压的性质，实际上仅有必要保持跟踪pwm值。或者可测量总线电压并将此用作对通量累加器的输入。通过对运行的累加器加上正pwm值并减去负pwm值来计算净通量。如果通量值或在这种情况下的净pwm值超过正阈值，则可如所示的那样应用限制器以限制正pwm值的最大值。同样如果净pwm值超过负阈值，则可如所示的那样应用限制器以限制负pwm值的最大值。

可以将dc总线校正占空比项(d_bus_correction)选择性地加到控制顶部总线上的上部逆变器的两个pwm信号(pwm5、pwm6)上，或者加到控制底部总线上的下部逆变器的两个pwm信号(pwm7、pwm8)上。可以与预调节器控制机构协调地添加此dc总线校正项以协助对于某些情况下的dc总线平衡，如对于pwm5-pwm8的小pwm值可能会发生的情况。例如对于预调节器控制机构所描述的那样，如果dc总线不平衡小于第一限值，则可以禁止总线校正。如果dc总线不平衡超过第一限值，则预调节器可如所描述的那样采取动作以平衡dc总线电压。如果dc总线不平衡超过第二限值，则可以将信号传递给逆变器控制机构并将总线校正项应用于上部或下部逆变器pwm信号(d_bus_correction)。如果dc总线不平衡超过第三限值，则可以将逆变器和预调节器两者都禁止或采取其它动作。应用于逆变器pwm信号的dc总线校正项可以是固定的占空比项，或者可以设置为与不平衡的量值呈正比或呈一些其它的关系。一般可将这种总线校正项限制为pwm信号的相对较小的百分比。

如上所述而执行的通量平衡是通过通量平衡模块1003(图10)而进行的。不平衡小于限值，但可导致保持接近任一限值(或在正限值与负限值之间交替)的不平衡。如本文所用的通量平衡模块是将通量在两个极限之间平衡的模块。

通量平衡也可以是使用通量集中模块来执行的。如本文所用的通量集中模块是这样的模块，其使通量接近零地平衡而不是处于两个极限中的一个极限处。模块1003在优选实施方案中是通量集中模块。可如下实施通量集中模块，该通量集中模块使逆变器变压器中的通量接近平衡(零误差)。

首先，将通量平衡重新初始化，并且如果逆变器断开持续10毫秒或更多时间，则假设通量为0。(如果通量累加器＝0并且最后duty_cmd＝0，则编程下一duty_cmd＝0.5*duty_cmd)。0.5*duty_cmd得到使用，因此系统开始平衡。接着，通量主动平衡至零。当从负过渡到正时，所设定的dutycmd＝通量累加器+0.5*(新通量改变)+2*滞后<0。当从正过渡到负时，所设定的dutycmd＝通量累加器-0.5*(新通量改变)-2*滞后＞0。滞后是其中没有发生调整的频带。

最小脉冲宽度被设定成确保脉冲足够宽以完全导通功率半导体开关。这在开关没有完全接通的情况下避免错误通量累加。如果duty_cmd<最小脉冲宽度，则duty_cmd＝0。并且，当脉冲被跳过时，极性被设定为相反极性(或前一脉冲)。这保证脉冲极性的对称交替。例如，当输出是低电力或短路时，脉冲通常被跳过。因此，任何时候dutycmd＝0，则下一脉冲将被命令与前一(非零)脉冲的极性相反。这是使用脉冲跳过模块1007而实施的。

通量集中模块通过将通量累加器重置成0通量并确保逆变器保持断开足够长以使变压器中的通量也变为零来解决接通/断开逆变器过渡。因此，在过程改变或远程触发器状态改变期间，最小逆变器断开时间是约10ms。这是使用最小断开时间模块1005而实施的。

其它模块可用于控制通量平衡。输出转换器控制器以及模块1003-1007优选是数字脉冲宽度控制器(如第8455794号专利所述的数字脉冲宽度控制器)的一部分。替代方案提供模拟控制器、具有离散元件的数字控制器、使用dsp的控制器以及使用其它电路的控制器。通量平衡可实施在具有经预调节的总线或具有未经预调节的总线的焊接型电力供给器上。输出转换器可以是单个逆变器、层叠式逆变器(图5)、多个层叠式逆变器、非层叠式逆变器、串联谐振转换器或其它开关转换器输出和/或处于单个总线上。图14示出使用单个全桥逆变器的一个实施方案。

可以将层叠式升压配置进一步扩展为三重或更多重升压电路布置，其具有以与所描述类似的方式实施的电流平衡。例如可以通过计算或测量总电流并除以布置中的升压电路数目的方式来为上部电感器或电流支路中的每一个确定目标电流。

可以使用替代的逆变器拓扑结构，如层叠正向、半桥、反激或其它拓扑结构。此外在焊接型电力供给器的一些配置中，可取的是使用以总的总线电压工作的单逆变器电路而不是逆变器电路的层叠或串联布置，同时仍利用所描述的预调节器电路的一些特征及优点。

其它预调节器和/或逆变器控制方案也是可能的，如变频、固定接通时间、固定断开时间、频率抖动或各种组合，作为替代方案或者与所描述的pwm方案相结合。

可以使用替代的逆变器拓扑结构，如层叠正向、半桥、反激或其它拓扑结构。此外在焊接型电力供给器的一些配置中，可取的是使用以总的总线电压工作的单逆变器电路而不是逆变器电路的层叠或串联布置，同时仍利用所描述的预调节器电路的一些特征及优点。

其它预调节器和/或逆变器控制方案也是可能的，如变频、固定接通时间、固定断开时间、频率抖动或各种组合，作为替代方案或者与所描述的pwm方案相结合。

可以对所述方法和系统进行许多修改而仍然属于其预定范围以内。因此应当显而易见的是，已经提供了一种方法和装置，用于提供完全满足上文阐述的目标及优点的焊接型电力。虽然已经结合具体实施方案对所述方法和系统进行了描述，但显然许多替代方案、修改和变型对于本领域技术人员来说将是显而易见的。因此，本发明旨在涵盖属于所附权利要求的实质及广泛范围以内的所有此类替代方案、修改和变型。