基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器的制作方法

本发明涉及基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器。

背景技术：

传统的多电平拓扑结构，如基于H桥级联的电力电子变压器，因为H桥级联结构本身都没有高压直流侧，所以该种电力电子变压器也没有高压直流端口。但是随着电力和能源需求的不断扩大，更高效、更节能的输电和用电技术也成为当今电力技术革新的重要方向，使得高压直流输电、直流配电网以及微网等领域逐渐进入大家研究的视野，从而出现了如MMC等相关技术，MMC的出现使得高压直流相关应用变得更可实现和应用，也更符合直流相关技术的发展。基于MMC型的电力电子变压器具有了高压直流端口，使得其与高压直流电网的直接接入成为可能。但是最常见的基于半桥模块的MMC型电力电子变压器并不具有直流故障穿越能力，且所用器件较多，成本高昂，因此对其模块的改进是十分有必要的，否则可靠性很低，难以适应工程的实际应用。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是：现有的电子电力变压器结构复杂、成本高、谐波含量高、使用效果差、且无法满足多电源场合下的应用需求。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器，包括混合型的模块化多电平变换器、DC/DC变换器和逆变器；所述DC/DC变换器包括前级部分、高频变压部分和后级部分，前级部分的交流侧连接高频变压部分的原边，高频变压部分的副边连接后级部分的交流侧；所述逆变器为三相四桥臂逆变器；所述模块化多电平变换器为三相，每相两个桥臂，每个桥臂包括X个第一子模块、Y个第二子模块和一个电感；X+Y≥N，所述N为模块化多电平变换器正常工作时需要模块的最少数量；所述第一子模块包括两个串联的半桥结构，包含直流电容C1、直流电容C2，四个带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T1、T2、T3和T4；所述T1、T2、T3和T4的集电极分别与各自的续流二极管的阴极相连接，所述T1、T2、T3和T4的发射极分别与各自的续流二极管的阳极相连接；所述的T1的发射极和T2的集电极相连接并作为第一子模块的交流端口A，T1的集电极与C1的正极相连接并作为第一子模块的正极端口C，T2的发射极、C1的负极、T4的集电极和C2的正极相连接并作为第一子模块的端口I，所述的T4的发射极和T3的集电极相连接并作为第一子模块的交流端口B，T3的发射极与C2的负极相连接并作为第一子模块的负极端口D；所述第一子模块的正极端口C、负极端口D分别与该模块直流侧所接DC/DC变换器前级的正极端口、负极端口相连接；所述第二子模块包含直流电容C3、直流电容C4、五个带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T5、T6、T7、T8和T9；所述T5、T6、T7、T8和T9的集电极分别与各自的续流二极管的阴极相连接，所述T5、T6、T7、T8和T9的发射极分别与各自的续流二极管的阳极相连接；所述第二子模块中的T5的发射极和T6的集电极相连接作为第二子模块的交流端口E，T5的集电极与C3的正极相连接并作为第二子模块的正极端口G，T6的发射极、T9的发射极与C3的负极相连接，T7的发射极和T8的集电极相连接并作为第二子模块的交流端口F，T7的集电极、T9的集电极与C4的正极相连接并作为第二子模块的端口J，T8的发射极与C4的负极相连接并作为第二子模块的负极端口H；所述第二子模块的正极端口G、负极端口H分别与该模块直流侧所接DC/DC变换器前级的正极端口、负极端口相连接；不考虑冗余情况时，X+Y＝N，(2X+2Y)Vc＝Vdc，vm＝(2X+2Y)Vc，其中Vdc为高压直流侧电压，Vc为每个直流电容电压，vm为高压交流侧相电压幅值，考虑冗余情况时，X+Y≥N；当模块化多电平变换器具有直流故障穿越能力且不考虑冗余的情况，同一相内，X个第一子模块、Y个第二子模块和电感依次串联构成该相上桥臂，电感、Y个第二子模块和X个第一子模块依次串联构成该相下桥臂，同相内的上桥臂和下桥臂连接的中点为该相电力电子变压器的高压交流接口；三个上桥臂的正极端连接在一起作为电力电子变压器的高压直流端口的正极P，三个下桥臂的负极端连接在一起作为电力电子变压器的高压直流端口的负极N，每个第一子模块和第二子模块的直流侧均与DC/DC变换器的前级相连；所述模块化多电平变换器中的各个子模块直流侧均各自连接一个DC/DC变换器，每个DC/DC变换器的前级直流侧与模块化多电平变换器中每个模块串联的直流电容的正、负极相连接，所有DC/DC变换器的后级直流侧的正、负极分别并联后与逆变器的直流侧的正、负极相连接。

所述冗余状态是指在满足正常运行状态的情况下设置多余的第一或第二子模块，以备在有使用中的第一或第二子模块出现故障的时候有能够及时替换的第一或第二子模块，其中多余的第一子模块可以替换故障的第一子模块，多余的第二子模块可以替换故障的第一或第二子模块。

进一步，所述DC/DC变换器的高频变压部分是一个高频变压器T，后级部分由一个H桥电路和一个直流电容组成。

进一步，所述DC/DC变换器的前级部分采用全桥结构，第一子模块的端口I和第二子模块的端口J不使用。

进一步，所述DC/DC变换器的前级部分采用改进型二极管钳位结构，包括五个带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T10、T11、T12、T13、T14和两个二极管D1、D2，T10的集电极与第一子模块的C端或第二子模块的G端相连接，T10的发射极、D1的阴极与T11的集电极相连接，D1的阳极、T14的发射极、D2的阴极与变压器T的一端相连接，T14的集电极与第一子模块的I端或第二子模块的J端相连接，T11的发射极与T12的集电极和高频变压器T的另一端相连接，T12的发射极与D2的阳极、T13的集电极相连接，T13的发射极与第一子模块的D端或第二子模块的H端相连接，其中，在电力电子变压器正常工作时，T14一直处于导通的状态；电力电子变压器发生高压侧直流故障时，T14的触发信号被封锁；所述的带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T10、T11、T12、T13和T14的集电极分别与各自的续流二极管的阴极相连接，所述的带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T10、T11、T12、T13和T14的发射极分别与各自的续流二极管的阳极相连接。

进一步，所述DC/DC变换器的前级部分采用改进型T型三电平结构，包括三个带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T15、T16、T19和一个由T17和T18组成的反向阻断绝缘栅双极型晶体管，T15的集电极和第一子模块的C端或第二子模块的G端相连接，T15的发射极、T16的集电极、T17的集电极、T18的发射极与高频变压器T的一端相连接，T17的发射极、T18的集电极、T19的发射极与高频变压器T的另一端相连接，T19的集电极与第一子模块的I端或第二子模块的J端相连接，T16的发射极与第一子模块的D端或第二子模块的H端相连接；所述的带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T15、T16、T17、T18和T19的集电极分别与各自的续流二极管的阴极相连接，所述的带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T15、T16、T17、T18和T19的发射极分别与各自的续流二极管的阳极相连接；其中T19在电力电子变压器正常工作时一直处于导通的状态，发生高压侧直流故障时T19的触发信号被封锁。

进一步，模块化多电平变换器的调制比m≤2，m＝2Vm/Vdc。这样取值的优点是使第一子模块的充放电时间可以满足电压平衡的要求。

本发明的优点是：本发明的基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器，除了具备传统基于混合型模块化多电平变换器的电力电子变压器功能和优点外，相对于目前国内外所提出的设计方案，还具有如下的功能和特点：

1.本发明基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器具有四个端口，分别是高压直流端口，高压交流端口，低压直流端口和低压交流端口，较以往电力电子变压器所多出的高压直流端口，可以使该电力电子变压器直接与高压直流电网相连接，与高压直流输、配电网、微电网以及能源互联网的发展和建设相适应，适用于多电压种类和等级的高压大功率场合。

2.本发明基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器可以通过改变使用第一子模块和第二子模块的数量来达到调整故障穿越能力，第二子模块的数量越多，直流故障穿越能力越强，在高压直流侧出现短路故障时只需封锁所有绝缘栅双极型晶体管和反向阻断绝缘栅双极型晶体管的触发信号即可，由MMC中第二子模块和所接DC/DC电路前级共同完成直流故障穿越且所使用的器件少，充分利用了开关器件，节约了硬件成本，控制方式简单，安全，可以适应不同应用场合的需要。

3.本发明基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器可以直接使用传统模块化多电平变换器的所有调制和控制方法，只需在正常工作时将所有第二子模块中的绝缘栅双极型晶体管T9导通，而在出现短路故障时封锁触发信号；第一子模块和第二子模块中的两个直流电容电压可以同时控制，也可以分别控制任意一个电容的电压，调制和电压平衡策略选择较多，可以适用于不同应用场合。

4.本发明基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器中的DC/DC变换器与第一子模块和第二子模块的两个直流电容连接减少了所需要的DC/DC变换器的数量，降低了器件使用的数量，降低了控制的复杂性。

5.本发明基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器,其特征在于第一子模块和第二子模块承担电容电压控制，DC/DC变换器承担功率控制，电压和功率控制功能的分离使得控制易于实现。

6.本发明基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器,其特征在于发生直流短路故障时，所有开关器件封锁后，当各桥臂电流正向流入第二子模块时流经T9的反并联二极管，而当各桥臂电流反向流入第二子模块后，流经DC-DC模块的前级开关器件的二极管，从而进行故障清除，充分利用了开关器件，节约了硬件成本。

7.本发明基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器,其特征在于DC/DC变换器的前级提出了H桥、二极管钳位和T型三电平电路共三种方案，为工程实践根据不同要求提供了更多选择，较现有电力电子变压器方案可具有提高输出波形质量，降低通态损耗，增大直流电压利用率等优点。

附图说明

图1表示基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器的整体原理框图。

图2是第一子模块的原理框图。

图3是第二子模块的原理框图。

图4是DC/DC前级部分原理框图(方案2)。

图5是DC/DC前级部分原理框图(方案3)。

图6是模块化多电平变换器每一相的控制电路示意图。

图7是DC/DC变换器控制电路示意图。

图8是低压侧逆变器控制电路示意图。

以上的图中有：第一子模块中的直流电容C1、C2，带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T1、T2、T3，T4，第一子模块中的交流端口A、第一子模块中的交流端口B、第一子模块中的正极端口C、第一子模块中的负极端口D、第一子模块中的端口I，第二子模块中的直流电容C3、C4，带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T5、T6、T7、T8、T9，第二子模块中的交流端口E、第二子模块中的交流端口F、第二子模块中的正极端口G、第二子模块中的负极端口H、第二子模块中的端口J，每个桥臂含有第一子模块的个数X、每个桥臂含有第二子模块的个数Y、a相上桥臂电感Lap、a相下桥臂电感Lan、b相上桥臂电感Lbp、b相下桥臂电感Lbn、c相上桥臂电感Lcp、c相下桥臂电感Lcn、公共直流母线侧的正极P、公共直流母线侧的负极N、交流侧A相端口a、交流侧B相端口b、交流侧C相端口c、低压直流正极端口K，低压直流负极端口L。DC/DC前级部分第二种方案的四个带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T10、T11、T12、T13和两个二极管D1、D2，第三种方案的两个带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T14、T15和一个反向阻断绝缘栅双极型晶体管T16(T17)，高频变压器T。

具体实施方式

下面对本发明技术方案进行详细说明，但是本发明的保护范围不局限于所述实施例。

实施例：如图1-3所示，本发明基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器由混合型的模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter,MMC)、DC/DC变换器、逆变器构成，每个MMC中的子模块直流侧都各自连接一个DC/DC变换器，每个DC/DC变换器的前级直流侧与模块化多电平变换器中每个模块串联的直流电容的正、负极相连接，所有DC/DC变换器的后级直流侧的正、负极分别并联后与逆变器的直流侧的正、负极相连接。逆变器为三相四桥臂逆变器。

本发明模块化多电平变换器中的子模块有两种，分别为第一子模块和第二子模块。第一子模块包含直流电容C1、直流电容C2、4个带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T1、T2、T3和T4。第二子模块包含直流电容C3、直流电容C4、5个带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T5、T6、T7、T8和T9。所述的带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8和T9的集电极分别与各自的续流二极管的阴极相连接，所述的带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8和T9的发射极分别与各自的续流二极管的阳极相连接。第一子模块是两个半桥结构的串联，即所述的T1的发射极和T2的集电极相连接并作为第一子模块的交流端口A，T1的集电极与C1的正极相连接并作为第一子模块的正极端口C，T2的发射极、C1的负极、T4的集电极和C2的正极相连接并作为第一子模块的端口I，所述的T4的发射极和T3的集电极相连接并作为第一子模块的交流端口B，T3的发射极与C2的负极相连接并作为第一子模块的负极端口D，所述第一子模块的正极端口C、负极端口D分别与该模块直流侧所接DC/DC变换器前级的正极端口、负极端口相连接。第二子模块中所述的T5的发射极和T6的集电极相连接作为第二子模块的交流端口E，T5的集电极与C3的正极相连接并作为第二子模块的正极端口G，T6的发射极、T9的发射极与C3的负极相连接，T7的发射极和T8的集电极相连接并作为第二子模块的交流端口F，T7的集电极、T9的集电极与C4的正极相连接并作为第二子模块的端口J，T8的发射极与C4的负极相连接并作为第二子模块的负极端口H，所述第二子模块的正极端口G、负极端口H分别与该模块直流侧所接DC/DC变换器前级的正极端口、负极端口相连接。模块化多电平变换器由两种模块和六个电感组成，电感分别是Lap、Lan、Lbp、Lbn、Lcp、Lcn。X个第一子模块、Y个第二子模块和电感Lap依次串联构成模块化多电平变换器的A相上桥臂，电感Lan、Y个第二子模块和X个第一子模块依次串联构成模块化多电平变换器的A相下桥臂；X个第一子模块、Y个第二子模块和电感Lbp依次串联构成模块化多电平变换器的B相上桥臂，电感Lbn、Y个第二子模块和X个第一子模块依次串联构成模块化多电平变换器的B相下桥臂；X个第一子模块、Y个第二子模块和电感Lcp依次串联构成模块化多电平变换器的C相上桥臂，电感Lcn、Y个第二子模块和X个第一子模块依次串联构成模块化多电平变换器的C相下桥臂。每个第一子模块的C,D端和第二子模块的G，H端分别和各自模块直流侧所连接的DC/DC变换器的前级C(G)，D(H)端相连。每个桥臂一共含有N个模块，其中共含有2N个直流电容，X个第一子模块和Y个第二子模块，为保证该电力电子变压器的正常工作且不考虑第二子模块工作在负电压的情况，X和Y满足以下关系：X+Y＝N，(2X+2Y)Vc＝Vdc，vm＝(2X+2Y)Vc其中Vdc为高压直流侧电压，Vc为每个直流电容电压，vm为高压交流侧相电压幅值，考虑冗余情况则需满足X+Y≥N。

基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器,假设每个模块中的直流电容电压相等，则模块化多电平变换器具有直流故障穿越能力且不考虑第二子模块工作在负电压和冗余的情况，X和Y满足以下关系：

在高压直流侧出现短路故障时只需封锁绝缘栅双极型晶体管和反向阻断绝缘栅双极型晶体管的触发信号即可，此时，当各桥臂电流正向流入第二子模块时流经T9的反并联二极管，而当各桥臂电流反向流入第二子模块后，流经DC/DC模块的前级开关器件的反并联二极管，从而进行故障清除，充分利用了开关器件，节约了硬件成本。

为了使第一子模块的充放电时间可以满足电压平衡的要求，则模块化多电平变换器的调制比m≤2，m＝2vm/Vdc。

如图4-5所示，本发明每一个DC/DC变换器分为前级部分、高频变压部分、后级部分，其中前级部分共提出了三种方案，可根据不同应用场合进行选择，高频变压部分是一个高频变压器T，后级部分由一个H桥电路和一个直流电容组成。DC/DC前级部分的第一种方案采用全桥结构，该方案中第一子模块的端口I和第二子模块的端口J不使用，第二种方案采用改进型二极管钳位结构，第三种方案采用改进型T型三电平结构。第二种方案包含五个带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T10、T11、T12、T13、T14和两个二极管D1、D2，T10的集电极与第一子模块的C端或第二子模块的G端相连接，T10的发射极、D1的阴极与T11的集电极相连接，D1的阳极、T14的发射极、D2的阴极与变压器T的一端相连接，T14的集电极与第一子模块的I端或第二子模块的J端相连接，T11的发射极与T12的集电极和高频变压器T的另一端相连接，T12的发射极与D2的阳极、T13的集电极相连接，T13的发射极与第一子模块的D端或第二子模块的H端相连接，其中T14在电力电子变压器正常工作时一直处于导通的状态，发生高压侧直流故障时T14的触发信号被封锁。第三种方案包含三个带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T15、T16、T19和一个反向阻断绝缘栅双极型晶体管T17(T18)，T15的集电极和第一子模块的C端或第二子模块的G端相连接，T15的发射极、T16的集电极、T17的集电极、T18的发射极与高频变压器T的一端相连接，T17的发射极、T18的集电极、T19的发射极与高频变压器T的另一端相连接，T19的集电极与第一子模块的I端或第二子模块的J端相连接，T16的发射极与第一子模块的D端或第二子模块的H端相连接。所述的带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T10、T11、T12、T13、T14、T15、T16和T19的集电极分别与各自的续流二极管的阴极相连接，所述的带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管T10、T11、T12、T13、T14、T15、T16和T19的发射极分别与各自的续流二极管的阳极相连接，其中T19在电力电子变压器正常工作时一直处于导通的状态，发生高压侧直流故障时T19的触发信号被封锁。

如图6所示，以单个电容电压的控制为例，模块化多电平变换器由环流抑制和模块电容电压控制电路来控制模块化多电平变换器的环流和模块电容电压，每相的控制电路相同。以a相为例，首先，测量并采集a相上每一个电容的电压值vcap1-vap(2X+2Y)以及vcan1-van(2X+2Y)，然后求这些电压值的平均值vave，通过电压环的PI调节后，与测量得到的环流iza进行比较，比较的差值经过电流环的PI调节后作为平均电压的调制信号分量vaA，每一个电容实际测量的电压值与设定值的vc*的差值经过PI调节后，根据电容所在的桥臂电流的方向来决定是对模块进行充电还是放电而产生调制信号分量，如第一个模块中第一个半桥模块的调制分量vaBp1，根据vaA，vaBp1，模块所在桥臂的直流和交流信号参考量来产生调制信号，从而产生每个模块所需的PWM信号。

如图7所示，DC/DC变换器由分级独立控制下的直流输出级并联均流控制电路进行控制，主要控制该电力电子变压器的功率流动，引入一个电压外环和12(X+Y)个电流内环。DC/DC变换器并联输出侧的实际值Udc2与输出直流电压指令值Udc*的差值经过PI调节后得到各个DAB变换器输出电流的指令值I*。由于各DC/DC变换器的实际输出电流iox1，……，iox(12X+12Y)中含有高频分量，需要使用低通滤波器滤除后得到其平均值Iox1，……，Iox(12X+12Y)。最终，实际平均输出电流与指令输出电流的差值通过PI调节后得出各DC/DC变换器的原、副边模块之间的移相比dx1，……，dx(12X+12Y)，根据各DC/DC变换器前级的不同方案以及不同的工程需要，调制方式可能不同。

如图8所示该电力电子变压器低压侧的逆变器由基于对称分量法和电流解耦的控制电路进行控制，主要控制该电力电子变压器低压交流端口的输出。主要工作原理为将低压侧逆变器交流侧负载的电压和电流分别分解为正序，负序和零序分量，然后分别对电压和电流的正序分量和负序分量进行PARK变换，其中变换后的电压D，Q部分分别与给定值进行比较，所得结果经过PI调节后分别与相应的电流D，Q部分相加，所得结果再进行正序分量的反PARK变换以及负序分量的反PARK变换，变换结果相加后作为调制信号，经过调制算法产生驱动控制信号。