直流电源装置和空调机的制作方法

本发明涉及将交流电压变换为直流电压的直流电源装置以及使用该直流电源装置的空调机。

背景技术：

在电车、汽车、空调机等中安装有将交流电压变换为直流电压的直流电源装置。另外，通过逆变器将从直流电源装置输出的直流电压变换为预定频率的交流电压，向电动机等负载施加该交流电压。要求这样的直流电源装置提高电力变换效率来谋求节能。

因此，如专利文献1那样，提出了在将交流电源变换为直流电源的直流电源装置中，在电路中具备MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)的同步整流电路。

但是，对于直流电源装置，除了节能以外，从保护电子设备、配电设备和受电设备的观点出发，还要求降低高次谐波电流，为此必须改善电源功率因数。一般通过使一次电源侧短路而在电路中流过短路电流，来改善功率因数。如果短路次数是一次，则在负载大的区域中功率因数的改善不充分，通过增加多次的短路次数，能够进一步改善功率因数，但开关损失会恶化。另外，越是高输出区域则功率因数越是恶化，对高次谐波电流的允许值变得严格，因此需要在低输出区域以上地改善功率因数。

但是，如上述那样增加短路次数会造成开关损失的恶化，因此要求用于兼顾节能和抑制高次谐波电流的最优控制。

专利文献1：日本特开2008-61412号公报

技术实现要素：

因此，本发明的课题在于：提供一种能够兼顾高效率并且抑制高次谐波电流的直流电源装置，并提供一种使用了该直流电源装置的空调机。

为了解决上述课题，本发明的直流电源装置的特征在于，具备：整流电路，其与交流电源连接，具备第一二极管至第四二极管；第一开关元件，其与上述 第三二极管并联连接，对于该第三二极管关断的方向具有耐压特性，并且饱和电压比上述第一二极管至第四二极管的正向压降低；第二开关元件，其与上述第四二极管并联连接，对于该第四二极管关断的方向具有耐压特性，并且饱和电压比上述第一二极管至第四二极管的正向压降低；电抗器，其设置在上述交流电源和上述整流电路之间；平滑电容器，其与上述整流电路的输出侧连接，使从该整流电路施加的电压平滑化；控制单元，其执行以下的控制：使用上述第一二极管至第四二极管的二极管整流控制、与上述交流电源的电压的极性同步地对上述第一开关元件和上述第二开关元件进行开关的同步整流控制、在上述交流电源的半周期期间重复多次执行对上述交流电源将上述电抗器部分短路的控制的部分开关控制、或者跨越交流的整个周期以预定的频率将上述电抗器短路的高速开关控制。

在用于实施发明的形式中说明其他的单元。

根据本发明，能够提供可兼顾高效率并且抑制高次谐波电流的直流电源装置以及使用了该直流电源装置的空调机。

附图说明

图1是表示本实施方式的直流电源装置的结构图。

图2是表示在交流电源电压是正的极性的情况下进行了二极管整流时流过电路的电流路径的图。

图3是表示在交流电源电压是负的极性的情况下进行了二极管整流时流过电路的电流路径的图。

图4是表示在交流电源电压是正的极性的情况下进行了同步整流时流过电路的电流路径的图。

图5是表示在交流电源电压是负的极性的情况下进行了同步整流时流过电路的电流路径的图。

图6是同步整流时的电源电压、电路电流、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图7是表示在交流电源电压是正的极性的情况下进行了功率因数改善动作时流过电路的电流路径的图。

图8是表示在交流电源电压是负的极性的情况下进行了功率因数改善动作时流过电路的电流路径的图。

图9是进行了部分开关(双触发：2shot)的情况下的电源电压、电路电流、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图10是进行了高速开关的情况下的电源电压、电路电流、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图11是表示进行了高速开关的情况下MOSFET的占空比的关系的图。

图12是表示在进行了高速开关并考虑到空载时间的情况下的MOSFET的占空比的关系的图。

图13是表示在进行了高速开关的情况下交流电源电压和电路电流之间的关系的图。

图14是表示在交流电源电压是正极性的情况下考虑到因电抗器引起的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET的占空比的图。

图15是说明部分开关的概要的图。

图16是说明与负载的大小对应的直流电源装置的动作模式的切换的图。

图17是说明从部分开关向高速开关切换的情况下的电流波形的图。

图18是本实施方式的空调机的室内机、室外机以及遥控器的正面图。

图19是说明与负载的大小对应地切换直流电源装置的动作模式和空调机的运转区域的情况的概要图。

具体实施方式

以后，参照各图详细说明用于实施本发明的方式。

图1是本实施方式的直流电源装置1的结构图。

如图1所示，直流电源装置1是将从交流电源VS供给的交流电源电压vs变换为直流电压Vd，将该直流电压Vd输出到负载H(逆变器、电动机等)的变换器。直流电源装置1的输入侧与交流电源VS连接，输出侧与负载H连接。

直流电源装置1具备电抗器L1、平滑电容器C1、二极管D1、D2、D3、D4、作为开关元件的MOSFET(Q1、Q2)以及分流电阻R1。二极管D1、D2、D3、D4、MOSFET(Q1、Q2)构成桥接整流电路10。

此外，MOSFET(Q1、Q2)是开关元件，二极管D3是MOSFET(Q1)的寄生二极管，二极管D4是MOSFET(Q2)的寄生二极管。另外，MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)的饱和电压比二极管D1、D2、寄生二极管D3、D4 的正向压降低。

该直流电源装置1还具备电流检测部11、增益控制部12、交流电压检测部13、过零判定部14、负载检测部15、升压比控制部16、直流电压检测部17、变换器控制部18。

对二极管D1、D2和MOSFET(Q1、Q2)进行桥连接。二极管D1的阳极与二极管D2的阴极连接，其连接点N1经由配线hb与交流电源VS的一端连接。

MOSFET(Q1)的源极与MOSFET(Q2)的漏极连接。MOSFET(Q1)的源极经由连接点N2、配线ha、电抗器L1与交流电源VS的一端连接。

二极管D2的阳极与MOSFET(Q2)的源极连接。

MOSFET(Q1)的漏极与二极管D1的阴极连接。

另外，二极管D1的阴极和MOSFET(Q1)的漏极经由配线hc与平滑电容器C1的正极和负载H的一端连接。进而，二极管D2和MOSFET(Q2)的源极经由分流电阻R1和配线hd，分别与平滑电容器C1的负极和负载H的另一端连接。

电抗器L1被设置在配线ha上、即交流电源VS和桥接整流电路10之间。该电抗器L1积蓄从交流电源VS供给的电力来作为能量，并且释放该能量，由此进行升压。

平滑电容器C1对经过二极管D1、MOSFET(Q1)而整流后的电压进行平滑化，使其成为直流电压Vd。该平滑电容器C1与桥接整流电路10的输出侧连接，正极侧与配线hc连接，负极侧与配线hd连接。

根据来自后述的变换器控制部18的指令，对作为开关元件的MOSFET(Q1、Q2)进行开/关控制。通过使用MOSFET(Q1、Q2)作为开关元件，能够高速地进行开关，并且通过使电流流过压降小的MOSFT，能够进行所谓的同步整流控制，可降低电路的导通损失。

通过作为该MOSFET(Q1、Q2)使用导通电阻小的超结MOSFET，能够进一步降低导通损失。在此，在MOSFET的寄生二极管中，在电路短路动作时产生逆向恢复电流。特别是超结MOSFET的寄生二极管，存在逆向恢复电流比通常的MOSFET的寄生二极管大，开关损失大的问题。因此，通过使用逆向恢复时间(trr：Reverse Recovery Time)小的MOSFET来作为MOSFET (Q1、Q2)，能够降低开关损失。

二极管D1、D2在主动动作时也不产生逆向恢复电流，因此理想的是选择其正向电压小的二极管。例如，通过使用普通的整流二极管、高耐压的肖特基势垒二极管，能够降低电路的导通损失。

分流电阻R1具有检测在电路中流通的瞬时电流的功能。

电流检测部11具有检测在电路中流通的平均电流的功能。

增益控制部12具有控制根据电路电流有效值Is和直流电压升压比a决定的电流控制增益Kp的功能。这时通过将Kp×Is控制为预定值，能够将直流电压Vd从交流电源电压vs升压至a倍。

交流电压检测部13检测从交流电源VS施加的交流电源电压Vs，与配线ha、hb连接。交流电压检测部13将其检测值输出到过零判定部14。

过零判定部14具有针对由交流电压检测部13检测的交流电源电压Vs的值，判定其正负是否进行了切换、即是否到达了过零点的功能。过零判定部14是检测交流电源电压Vs的极性的极性检测部。例如，过零判定部14在交流电源电压Vs为正的期间向变换器控制部18输出“1”的信号，在交流电源电压Vs为负的期间，向变换器控制部18输出“0”的信号。

负载检测部15例如由未图示的分流电阻构成，具有检测流过负载H的电流的功能。此外，在负载H是逆变器或电动机的情况下，也可以根据由负载检测部15检测出的负载电流计算电动机的转速、电动机的施加电压。另外，也可以根据由后述的直流电压检测部17检测出的直流电压、电动机的施加电压，计算逆变器的调制率。负载检测部15将其检测值(电流、电动机转速、调制率等)输出到升压比控制部16。

升压比控制部16根据负载检测部15的检测值，选择直流电压Vd的升压比a，将其选择结果输出到变换器控制部18。然后，变换器控制部18向MOSFET(Q1、Q2)输出驱动脉冲来进行开关控制从而将直流电压Vd升压到目标电压。

直流电压检测部17检测向平滑电容器C1施加的直流电压Vd，其正侧与配线hc连接，负侧与配线hd连接。直流电压检测部17将其检测值输出到变换器控制部18。将直流电压检测部17的检测值用于判定向负载H施加的电压值是否达到了预定的目标值。

包含变换器控制部18的块M例如是微型计算机(Microcomputer未图示)，读出存储在ROM(只读存储器)中的程序来将其在RAM(随机存取存储器)中展开，由CPU(中央处理单元)执行各种处理。变换器控制部18根据从电流检测部11或分流电阻R1、增益控制部12、过零判定部14、升压比控制部16、以及直流电压检测部17输入的信息，控制MOSFET(Q1、Q2)的开/关。将在后面说明变换器控制部18执行的处理。

接着，说明本实施方式的直流电源装置1的动作模式。

如果大致划分直流电源装置1的动作模式，则有二极管整流模式、同步整流模式、部分开关模式、高速开关模式这4个模式。部分开关模式、高速开关模式是变换器进行主动动作(功率因数改善动作)的模式，是通过使桥接整流电路10流过功率因数改善电流而进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善的模式。例如，在逆变器、电动机等负载大的情况下，需要对直流电压Vd进行升压。另外，随着负载变大而流过直流电源装置1的电流变大，高次谐波电流也会增大。因此，在高负载的情况下，需要在部分开关模式或高速开关模式下进行升压，降低高次谐波电流、即改善电源输入的功率因数。

<二极管整流模式>

二极管整流模式是使用4个二极管D1～D4进行全波整流的模式。在该模式下，MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)是关断状态。

图2表示在交流电源电压Vs是正的极性的情况下在进行了二极管整流时流过电路的电流路径。

在图2中，在交流电源电压Vs为正的半周期的期间中，向虚线箭头所示的方向流过电流。即，按照交流电源VS→电抗器L1→寄生二极管D3→平滑电容器C1→分流电阻R1→二极管D2→交流电源VS的顺序流过电流。

图3表示在交流电源电压Vs是负的极性的情况下进行了二极管整流时流过电路的电流路径。

在图3中，在交流电源电压Vs为负的半周期的期间中，向用虚线箭头所示的方向流过电流。即，按照交流电源VS→二极管D1→平滑电容器C1→分流电阻R1→寄生二极管D4→电抗器L1→交流电源VS的顺序流过电流。

<同步整流模式>

为了针对上述二极管整流进行高效动作，与交流电源电压Vs的极性对应 地对MOSFET(Q1、Q2)进行开关控制，由此进行同步整流控制。

图4是表示在交流电源电压Vs是正的极性的情况下进行了同步整流时流过电路的电流路径的图。

在图4中，在交流电源电压Vs为正的半周期的期间中，向用虚线箭头所示的方向流过电流。即，按照交流电源VS→电抗器L1→MOSFET(Q1)→平滑电容器C1→分流电阻R1→二极管D2→交流电源VS的顺序流过电流。这时，MOSFET(Q2)为始终关断的状态，MOSFET(Q1)是始终导通的状态。在假设MOSFET(Q1)不是导通状态的情况下，如上述二极管整流动作那样，电流流过MOSFET(Q1)的寄生二极管D3。但是，通常MOSFET的寄生二极管的正向压降大，因此产生大的导通损失。因此，通过使MOSFET(Q1)导通，在MOSFET(Q1)的导通电阻的部分流过电流，能够谋求降低导通损失。这是所谓的同步整流控制的原理。此外，作为MOSFET(Q1)的导通动作开始的定时，从交流电源电压Vs的极性从负切换为正的过零的定时开始进行。作为使MOSFET(Q1)关断的定时，是交流电源电压Vs的极性从正切换为负的定时。

图5是表示在交流电源电压Vs是负的极性的情况下进行了同步整流时流过电路的电流路径的图。

在图5中，在交流电源电压vs为负的半周期的期间中，向用虚线箭头所示的方向流过电流。即，按照交流电源VS→二极管D1→平滑电容器C1→分流电阻R1→MOSFET(Q2)→电抗器L1→交流电源VS的顺序流过电流。这时，MOSFET(Q1)是始终关断的状态，MOSFET(Q2)是始终导通的状态。此外，作为MOSFET(Q2)的导通动作开始的定时，从交流电源电压Vs的极性从正切换为负的过零的定时开始进行。作为使MOSFET(Q2)关断的定时，是交流电源电压Vs的极性从负切换为正的定时。

通过如以上那样使直流电源装置1动作，能够进行高效动作。

图6(a)～(d)是同步整流时的交流电源电压Vs、电路电流is、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图6(a)表示交流电源电压的瞬时值vs的波形，图6(b)表示电路电流is的波形。图6(c)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形，图6(d)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲波形。

如图6(a)所示，交流电源电压的瞬时值vs大致为正弦波状的波形。

如图6(c)所示，MOSFET(Q1)的驱动脉冲在交流电源电压Vs的极性为正时为H电平，在负时为L电平。

如图6(d)所示，MOSFET(Q2)的驱动脉冲与MOSFET(Q1)的驱动脉冲相比反转，在交流电源电压Vs的极性为正时为L电平，在负时为H电平。

如图6(b)所示，在交流电源电压Vs达到预定振幅的情况、即交流电源电压Vs相对于直流电压Vd大的情况下流过电路电流is。

<高速开关动作>

接着，说明进行直流电压Vd的升压和功率因数改善的高速开关动作。

在该动作模式下，按照某开关频率对MOSFET(Q1、Q2)进行开关控制，经由电抗器L1使电路短路(以后称为功率因数改善动作)，使电路流过短路电流(以后称为功率因数改善电流)，由此进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善。首先，说明流过功率因数改善电流时的动作。

在交流电源电压Vs为正的周期进行了同步整流的情况下，电流的流动如图4所示那样，关于MOSFET(Q1、Q2)的动作如上述那样。这时，如图6(b)所示，电路电流is相对于电源电压失真。这是由于流过电流的定时只是在相对于交流电源电压Vs直流电压Vd小的情况以及电抗器L1的特性而产生的。

因此，多次使电路中流过功率因数改善电流，使电路电流接近正弦波，由此进行功率因数的改善，降低高次谐波电流。

图7是表示在电源电压是正的周期中使MOSFET(Q2)导通的情况下流过的功率因数改善电流isp的路径的图。

作为短路电流isp的路径，是交流电源VS→电抗器L1→MOSFET(Q2)→二极管D2→交流电源VS的顺序。这时，在电抗器L1中积蓄用以下的公式(1)表示的能量。通过向平滑电容器C1释放该能量，将直流电压Vd升压。

[公式1]

交流电源电压Vs为负的周期中进行同步整流的情况下的电流的流动如图5所示那样，关于MOSFET(Q1、Q2)的动作如上述那样。

图8是表示在电源电压是负的周期中使MOSFET(Q1)导通而流过功率因数改善电流isp的情况下的路径的图。

作为电流的路径，是交流电源VS→二极管D1→MOSFET(Q1)→电抗器L1→交流电源VS的顺序。这时，也如上述那样在电抗器L1中积蓄能量，通过该能量将直流电压Vd升压。

图9(a)～(d)是2次流过功率因数改善电流的情况(称为双触发(2shot))下的交流电源电压Vs、电路电流is、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图9(a)表示交流电源电压的瞬时值vs的波形，图9(b)表示电路电流is的波形。图9(c)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形，图9(d)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲波形。

如图9(a)所示，交流电源电压的瞬时值vs大致是正弦波状的波形。

如图9(c)所示，MOSFET(Q1)的驱动脉冲是在交流电源电压Vs的极性为正时为H电平，并且在预定的定时成为2次的L电平的脉冲。在交流电源电压Vs的极性为负时成为L电平，并且在预定的定时成为2次的H电平的脉冲。

如图9(c)所示，MOSFET(Q2)的驱动脉冲与MOSFET(Q1)的驱动脉冲相比反转。这是为了组合地进行功率因数改善动作和同步整流。例如，在交流电源电压Vs为正的极性的情况下，MOSFET(Q2)导通来进行功率因数改善动作。然后，在MOSFET(Q1)关断后，MOSFET(Q2)导通的区间成为同步整流动作。通过这样组合功率因数改善动作和同步整流动作，能够一边进行功率因数改善一边进行高效动作。

如图9(b)所示，电路电流is在交流电源电压Vs为正极性并且MOSFET(Q2)的驱动脉冲成为H电平时上升，在交流电源电压Vs为负极性并且MOSFET(Q1)的驱动脉冲成为H电平时上升。由此，改善功率因数。

例如，在交流电源电压Vs为正的情况下，功率因数改善动作中的电流路径如图7那样。MOSFET(Q2)关断并且MOSFET(Q1)导通而切换为同步整流动作时的电流路径如图4那样。

此外，也可以组合该功率因数改善动作和上述的二极管整流动作。即，在交流电源电压Vs为正的极性的情况下，功率因数改善动作中的电流路径如图7那样。在MOSFET(Q2)关断后寄生二极管D3导通而切换为二极管整流动 作时的电流路径如图2那样。

图10(a)～(d)是进行了高速开关的情况下的交流电源电压Vs、电路电流is、MOSFET的驱动脉冲的波形图。

图10(a)表示交流电源电压的瞬时值vs的波形，图10(b)表示电路电流is的波形。图10(c)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲波形，图10(d)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲波形。

如图10(a)所示，交流电源电压的瞬时值vs大致是正弦波状的波形。

在高速开关模式中，例如在电源电压为正的极性的情况下，在功率因数改善动作时，使MOSFET(Q2)为导通状态，使MOSFET(Q1)为关断状态，由此流过功率因数改善电流isp。接着，使MOSFET(Q2)为关断状态，使MOSFET(Q1)为导通状态。这样与功率因数改善动作的有无对应地切换MOSFET(Q1、Q2)的导通、关断是为了进行同步整流。为了单纯地进行高速开关模式，MOSFET(Q1)始终为关断状态，按照固定频率使MOSFET(Q2)进行开关动作即可。

但是此时，当在MOSFET(Q2)关断时MOSFET(Q1)也是关断状态时，电流流过MOSFET(Q1)的寄生二极管D3。如上述那样，该寄生二极管的特性差，压降大，因此导通损失变大。因此，在本实施方式中，在MOSFET(Q2)关断时，使MOSFET(Q1)为导通状态来进行同步整流，由此降低导通损失。

可以用以下的公式(2)表示流过直流电源装置1的电路电流is(瞬时值)。

[公式2]

其中，is：电路电流瞬时值

Vs：电源电压有效值

Kp：电流控制增益

Vd：直流电压

并且，如果改写该公式(2)，则成为以下的公式(3)。

[公式3]

公式(4)表示电路电流is(瞬时值)和电路电流有效值Is之间的关系。is(瞬时值)是通过分流电阻R1检测出的值，电路电流有效值Is是通过电流检测部l1检测出的值。

[公式4]

其中，Is：电路电流有效值

如果将公式(3)变形后代入公式(4)，则成为以下的公式(5)。

[公式5]

如果将升压比的倒数设为右边，则成为以下的公式(6)。

[公式6]

其中，Is：电路电流有效值

α：升压比

并且，可如公式(7)那样表示MOSFET的占空比d。

[公式7]

其中，is：电路电流瞬间值

根据以上所述，通过控制公式(6)所示的Kp×Is，能够升压为交流电源电压Vs的有效值的a倍，可以用公式(7)给出这时的MOSFET的占空比d(流通率)。

图11表示电源电压半周期(正的极性)中的MOSFET(Q2)和MOSFET (Q1)的驱动脉冲的占空比(ONduty)的关系的图。图11的纵轴表示占空比，横轴表示正的极性的电源电压的半周期的时间。

虚线所示的MOSFET(Q1)的驱动脉冲的占空比(ONduty)与交流电源电压Vs成正比。双点划线所示的MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比(ONduty)是从1.0减去MOSFET(Q1)的驱动脉冲的占空比得到的。

在图11中，如公式(7)所示那样，电路电流is越大，为了流过功率因数改善电流进行开关动作的MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比d越小，相反，电路电流is越小MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比d越大。进行同步整流一侧的MOSFET(Q1)的驱动脉冲的占空比d与MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比d成为相反的特性。

此外，实际上为了避免上下短路，可以考虑空载时间。图12用实线追加了电源电压半周期(正的极性)中的考虑了空载时间的MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比。图12的纵轴表示占空比，横轴表示交流电源电压Vs的正极性的半周期的时间。

如果这样赋予预定的空载时间，则MOSFET(Q2)的驱动脉冲的占空比减小该空载时间的量。

图13表示交流电源电压Vs的瞬时值vs和电路电流is(瞬时值)之间的关系。实线表示交流电源电压Vs的瞬时值vs，虚线表示电路电流is的瞬时值。图13的横轴表示正的极性的电源电压的半周期的时间。

如图13所示，通过高速开关控制，交流电源电压Vs的瞬时值vs和电路电流is(瞬时值)双方都成为大致正弦波状，由此能够改善功率因数。

在以下的公式(8)中表示MOSFET(Q2)的占空比d_Q2。

[公式8]

d_Q2＝1-K_p·|i_s|……8

在以下的公式(9)中表示MOSFET(Q1)的占空比d_Q1。

[公式9]

d_Q1＝1-d_Q2……9

另外，当观察电源电压和电流之间的关系时，电路电流is被控制为正弦 波状，因此是功率因数良好的状态。这假定了电抗器L1的电感小、相对于电源电压没有电流的相位延迟的状态。在假设电抗器L1的电感大，电流相位相对于电压相位延迟的情况下，考虑电流相位来设定占空比d即可。

图14是表示在交流电源电压Vs是正极性的情况下考虑到因电抗器L1引起的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET(Q2)的占空比的图。图14的纵轴表示MOSFET(Q2)的占空比，横轴表示正的极性的电源电压的半周期的时间。

实线表示不考虑因电抗器L1引起的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET(Q2)的占空比。虚线表示考虑到因电抗器L1引起的电流相位的延迟量的情况下的MOSFET(Q2)的占空比。通过这样进行控制，即使在电抗器L1的电感大的情况下，也能够将电流控制为正弦波状。

以上，说明了组合执行高速开关和同步整流的情况。此外，也可以如上述那样组合高速开关和二极管整流。即，在交流电源电压Vs为正的极性的情况下，在使MOSFET(Q1)始终关断的状态下，只有MOSFET(Q2)进行高速开关。即使这样进行控制，也能够得到功率因数的改善效果。

<部分开关动作>

如上述那样，能够通过进行高速开关动作将电路电流is形成为正弦波，能够确保高功率因数。但是，开关频率越大，则开关损失越大。

电路的输入越大，高次谐波电流也越是增大，因此难以满足特别高次的高次谐波电流的限制值，因此，输入电流越大越需要确保高功率因数。相反在输入小的情况下，高次谐波电流也变小，因此有时无需过量地确保功率因数。即，换句话说，可以说通过与负载条件对应地在考虑效率的同时确保最佳的功率因数来降低高次谐波电流即可。

因此，在抑制开关损失的增大的同时改善功率因数的情况下，进行部分开关动作即可。

部分开关模式不是如高速开关动作那样以预定频率进行功率因数改善动作，而是通过在交流电源电压Vs的半周期中按照预定的相位多次进行功率因数改善动作来进行直流电压Vd的升压和功率因数的改善的动作模式。与高速开关动作的情况相比，能够将开关损失降低MOSFET(Q1、Q2)的开关次数变小的量。以下使用图15说明部分开关动作。

图15(a)～(d)是表示交流电源电压Vs为正的周期中的MOSFET(Q1)的驱动脉冲、交流电源电压Vs、电路电流is的关系的图。

图15(a)表示交流电源电压的瞬时值vs，图15(b)表示电路电流is。图15(c)表示MOSFET(Q2)的驱动脉冲，图15(d)表示MOSFET(Q1)的驱动脉冲。

如图15(a)所示，交流电源电压的瞬时值vs大致是正弦波状。

图15(b)的点划线将理想的电路电流is表示为大致正弦波状。这时，功率因数最为改善。

在此，例如在考虑理想电流上的点P1的情况下，将该点处的斜率设为di(P1)/dt。接着，将从电流为零的状态开始跨越时间ton1_Q2使MOSFET(Q2)导通时的电流的斜率设为di(ton1_Q2)/dt。并且，将跨越时间ton1_Q2导通后，跨越时间toff1_Q2关断的情况下的电流的斜率设为di(toff1_Q2)/dt。这时，进行控制使得di(ton1_Q2)/dt和di(toff1_Q2)/dt的平均值与点P1处的斜率di(P1)/dt相等。

接着，与点P1同样地，将点P2处的电流的斜率设为di(P2)/dt。然后，将跨越时间ton2_Q2使MOSFET(Q2)导通时的电流的斜率设为di(ton2_Q2)/dt，将跨越时间toff2_Q2关断的情况下的电流的斜率设为di(toff2_Q2)/dt。与点P1的情况同样地，使得di(ton2_Q2)/dt和di(toff2_Q2)/dt的平均值与点P2处的斜率di(P2)/dt相等。之后重复该处理。这时，MOSFET(Q2)的开关次数越多，越是能够近似为理想的正弦波。

此外，这样互补地切换MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)的开关是为了组合执行部分开关动作和同步整流动作。

此外，根据情况，也可组合执行部分开关动作和二极管整流动作。

<控制模式的切换>

本发明的直流电源装置1能够执行二极管整流控制、同步整流控制、部分开关控制、高速开关控制。例如根据所使用的设备，根据负载条件，有时高效化优先的区域、升压和功率因数改善优先的区域等要求的性能变化。因此，基于预先决定的阈值信息选择性地切换用于执行上述4个控制的模式，由此能够最优地兼顾高效化和降低高次谐波电流。

图16是说明与负载的大小对应的直流电源装置的动作模式的切换的图。 在该图中，将第一阈值省略记载为“阈值#1”，将第二阈值省略记载为“阈值#2”。另外，将第一～第八控制方法简单地省略记载为“#1”～“#8”。

第一控制方法根据预先决定的第一阈值信息，切换执行同步整流控制的模式、同时执行同步整流控制和部分开关控制的模式。此外，在附图中，将部分开关控制省略记载为“部分SW”。

第二控制方法根据预先决定的第一阈值信息，切换执行同步整流控制的模式、同时执行同步整流控制和高速开关控制的模式。此外，在附图中，将高速开关控制省略记载为“高速SW”。

第三控制方法根据预先决定的第一、第二阈值信息，切换执行同步整流控制的模式、同时执行同步整流控制和部分开关控制的模式、同时执行同步整流控制和高速开关控制的模式。

第四控制方法根据预先决定的第一阈值信息，切换执行同步整流控制的模式、同时执行二极管整流控制和部分开关控制的模式。

第五控制方法根据预先决定的第一阈值信息，切换执行同步整流控制的模式、同时执行二极管整流控制和高速开关控制的模式。

第六控制方法根据预先决定的第一、第二阈值信息，切换执行同步整流控制的模式、同时执行二极管整流控制和部分开关控制的模式、同时执行二极管整流控制和高速开关控制的模式。

第七控制方法根据预先决定的第一、第二阈值信息，切换执行同步整流控制的模式、同时执行二极管整流控制和部分开关控制的模式、同时执行同步整流控制和高速开关控制的模式。

第八控制方法根据预先决定的第一、第二阈值信息，切换执行同步整流控制的模式、同时执行同步整流控制和部分开关控制的模式、同时执行二极管整流控制和高速开关控制的模式。

例如，如果以提高效率和降低高次谐波电流、升压为主要目的，则根据第一～第三控制方法进行切换即可。另外，如果不特别优先效率，而以降低高次谐波电流、升压为主要目的，则根据第四～第六控制方法等进行切换即可。例如，在将部分开关动作、高速开关动作与同步整流动作组合起来的情况下，需要在交流电源电压半周期中控制2个MOSFET，因此作为控制变得复杂。但是，如果是与二极管整流的组合，则在半周期中进行控制的MOSFET是一个， 因此还可以简化控制。总之，根据效率、降低高次谐波、控制性等需要选择最佳的控制即可。

此外，作为成为控制切换的触发的阈值信息，例如有通过电流变换器11检测出的电路电流。或者也可以使用通过负载检测部15检测出的负载信息。作为负载信息，例如在负载H为电动机、逆变器的情况下，使用电动机电流、电动机转数、调制率、或直流电压等即可。

进而，在如第一、第二、第四、第五控制方法那样在2个模式之间切换控制的情况下，阈值信息是一个(第一阈值信息)即可。在如第三、第六、第七、第八控制方法那样在3个模式之间切换的情况下，准备2个阈值信息(第一阈值信息和第二阈值信息)。进而，第一阈值信息和第二阈值信息与负载的大小相关联。即，具有第一阈值信息比第二阈值信息大的关系。

例如在第三控制方法中，在不满第一阈值的区域中通过同步整流动作进行动作，在第一阈值以上、不满第二阈值的区域中通过同步整流动作+部分开关动作进行动作，在第二阈值以上的区域中通过同步整流动作+高速开关动作进行动作。对于其他模式也相同。

另外，在如第三、第六～第八控制方法那样从部分开关动作中切换为高速开关动作的情况下，有时直流电压变动。为了避免该情况，在从部分开关的动作向高速开关切换的瞬间，调整导通时间来进行切换以使高速开关动作时的电流的峰值相对于部分开关动作时的电流小。

图17是说明从部分开关向高速开关切换的情况下的电流波形的图。

图17(a)示意地表示出部分开关控制时的交流电源电压的瞬时值vs和输入电流Is。

图17(b)示意地表示出切换为高速开关控制时的交流电源电压的瞬时值vs和输入电流is。这时的电流is的峰值比图17(a)所示的电流is的峰值小。通过这样调整导通时间来进行切换，能够抑制直流电压的变动。这是因为相对于部分开关，高速开关时功率因数好，因此电流变小。即，当进行切换从而与部分开关的电流振幅相同时，直流电压被过量地升压。由此，能够抑制直流电压Vd的变动。

同样，在从高速开关向部分开关切换时，与前面相反地调整导通时间来进行切换使得电流的振幅变大，由此能够相反地防止直流电压的降低。

进而，通过在电源电压过零的定时进行各控制的切换，能够稳定地进行控制的切换。

[空调机和直流电源装置的动作]

图18是本实施方式的空调机的室内机、室外机、以及遥控器的正面图。

如图18所示，空调机A是所谓的室内空调器，具备室内机100、室外机200、遥控器Re、未图示的直流电源装置(参照图1)。室内机100和室外机200通过制冷剂配管300连接，通过公知的制冷剂循环对设置了室内机100的室内进行空气调节。另外，室内机100和室外机200经由通信电缆(未图示)相互收发信息。并且，室外机200用配线(未图示)连接，经由室内机100供给交流电压。直流电源装置设置在室外机200，将从室内机100侧供给的交流电力变换为直流电力。

遥控器Re由用户操作，向室内机100的遥控收发部Q发送红外线信号。该红外线信号的内容是运转请求、设定温度的变更、定时器、运转模式的变更、停止请求等指令。空调机A根据这些红外线信号的指令，进行制冷模式、供暖模式、除湿模式等的空调运转。另外，室内机100从遥控收发部Q向遥控器Re发送室温信息、湿度信息、电费信息等数据。

说明安装在空调机A中的直流电源装置的动作的流程。直流电源装置进行高效率动作、基于功率因数的改善的高次谐波电流的降低、直流电压Vd的升压。另外，作为动作模式，如已上所述具备二极管整流模式、同步整流模式、高速开关模式、部分开关模式的4个动作模式。

例如，在作为负载H考虑了空调机A的逆变器、电动机的情况下，在负载小而希望重视效率的运转的情况下，使直流电源装置在同步整流模式下动作即可。

如果负载变大，需要升压和确保功率因数，则使直流电源装置进行高速开关动作即可。另外，在如空调机A的额定运转时那样作为负载并不那么大但需要升压和确保功率因数的情况下，进行部分开关动作即可。此外，在部分开关和高速开关时，可以组合二极管整流和同步整流中的任意一个。

图19是说明与负载的大小对应地切换直流电源装置1的动作模式和空调机A的运转区域的情况的概要图。

在对负载设置阈值#1、#2，并且考虑空调机A作为设备的情况下，在负 载小的中间区域中，直流电源装置进行同步整流，在额定运转时进行部分开关(组合二极管整流和同步整流中的任意一个)，根据需要进行高速开关(组合二极管整流和同步整流中的任意一个)。

在负载比额定运转更大的低温供暖运转区域等中，直流电源装置1进行高速开关，根据需要进行部分开关(组合二极管整流和同步整流中的任意一个)。

如以上那样，直流电源装置切换为与空调机A的运转区域对应的最佳的动作模式，由此能够在进行高效动作的同时降低高次谐波电流。

此外，在负载H为逆变器、电动机等的情况下，作为决定负载的大小的参数，可以考虑流过逆变器、电动机的电流、逆变器的调制率、电动机的转速。另外，也可以根据流过直流电源装置的电路电流is判断负载H的大小。另外，也可以根据直流电压判断负载的大小。

例如，如果负载的大小为阈值#1以下，则直流电源装置进行同步整流，如果超过阈值#1，则进行部分开关(组合二极管整流和同步整流中的任意一个)。或者，如果负载的大小超过阈值#2，则直流电源装置进行高速开关(组合二极管整流和同步整流中的任意一个)，如果为阈值#2以下，则进行部分开关(组合二极管整流和同步整流中的任意一个)。

如以上那样，直流电源装置切换为与负载的大小对应的最佳的动作模式，由此能够在进行高效动作的同时降低高次谐波电流。

在本实施方式中，说明了作为MOSFET(Q1、Q2)使用了超结MOSFET的例子。作为该MOSFET(Q1、Q2)通过使用SiC(碳化硅)－MOSFET、使用了GaN(氮化镓)的开关元件，能够实现更高效的动作。

如此，通过在空调机A中具备本实施方式的直流电源装置，能效(即APF)提高，另外能够提高可靠性。即使将本实施方式的直流电源装置安装在空调机以外的设备中，也能够提高效率和可靠性。

本发明并不限于上述实施方式，可进行各种变形。为了容易理解地说明本发明而例举了上述实施方式，并不限于一定具备说明的全部结构。另外，可将某实施方式的部分结构置换为其他实施方式的结构，另外还可向某实施方式的结构追加其他实施方式的结构。另外，关于各实施方式的部分结构，可进行删除或进行其他结构的追加/置换。

并且，使用高速trr类型的元件作为MOSFET(Q1、Q2)，具体地说，通 过使用trr为300ns以下的元件，能够进行高效动作。

另外，关于MOSFET(Q1、Q2)的导通电阻，也是导通电阻越小则同步整流的效果越高。具体地说，通过使导通电阻为0.1Ω以下，能够进行高效动作。

桥接整流电路10并不限于MOSFET(Q1、Q2)的寄生二极管和二极管D1、D2的结构，也可以构成为分别将二极管与MOSFET(Q1、Q2)并联连接，与其组合二极管D1、D2。

关于上述的各结构、功能、处理部、处理单元等，例如可以用集成电路等硬件实现它们的一部分或全部。也可以通过由处理器解释并执行实现各个功能的程序，用软件来实现上述的各结构、功能等。可以将实现各功能的程序、表、文件等信息放置在存储器、硬盘等记录装置、或闪速存储卡、DVD(数字通用盘)等记录介质中。

在各实施方式中，考虑为了说明需要表示出控制线、信息线，并不限于在产品上一定表示出全部的控制线、信息线。实际上也认为将几乎全部的结构相互连接起来。

附图标记说明

1：直流电源装置；10：整流电路；11：电流检测部；R1：分流电阻；12：增益控制部；13：交流电压检测部；14：过零判定部；15：负载检测部；16：升压比控制部；17：直流电压检测部；18：变换器控制部(控制单元)；19：电源电路；Vs：交流电源；C1：平滑电容器；D1：二极管(第一二极管)；D2：二极管(第二二极管)；D3：二极管(第三二极管)；D4：二极管(第四二极管)；ha、hb、hc、hd：布线；L1：电抗器；Q1：MOSFET(第一开关元件)；Q2：MOSFET(第二开关元件)。