飞跨电容的电压平衡控制装置与电压平衡控制方法与流程

本发明涉及一种电压平衡控制装置，特别涉及一种飞跨电容的电压平衡控制装置与电压平衡控制方法。

背景技术：

近年来，对大功率变流装置的需求呈现出快速增长的趋势。其中，多电平变换电路因具有降低开关元件电压应力的显著特点，得以快速发展并较多地应用在高压大功率领域。多电平变换电路的优点还体现在滤波电感电压的高频化和低电压，使滤波电感得以小型化并减小损耗。此外，多电平变换电路还具有电压(dv/dt)变化率低，和共模电压波动小等优点。

目前多电平变换电路应用主要有三种结构分别为：二极管钳位型、级联型和飞跨电容型。其中，二极管钳位型多电平变换电路具有直流母线侧的各电容的电压均压困难和电压应力不均匀等缺点。级联型多电平变换电路则具有需要多个不共地的独立直流电源的缺点。而飞跨电容型的多电平变换电路与前两种相比，由于其电路简单、元件数量少，并有大量的冗余开关状态，故具有更容易向多电平发展的优良特点。

然对于飞跨电容的多电平变换电路而言，飞跨电容的电压平衡是一个必须予以解决的关键点。请参阅图1，是为传统飞跨电容型的多电平变换电路的电路结构图。如图所示，一般而言，飞跨电容多电平变换电路包含多个飞跨电容、从一直流正极依次串接到一直流负极的偶数个开关和与偶数个开关所串接的中间点连接的一滤波电感，每一飞跨电容的两端是分别跨接至串接中间点两侧的对应相邻两个开关的连接点。因而，传统的飞跨电容p+1电平变换电路可视为由p个基本单元b和滤波电感所组成(例如图1所示，是由四个基本单元b和滤波电感lf组成五电平变换电路)，其中，每一基本单元b包含由一个飞跨电容所构成的输入端和由两个开关所构成的输出端(例如由飞跨电容c1与开关q1、开关q1b所组成的基本单元、由飞 跨电容c2与开关q2、开关q2b所组成的基本单元、由飞跨电容c3与开关q3、开关q3b所组成的基本单元，及由飞跨电容c4与开关q4、开关q4b所组成的基本单元)。最远离滤波电感的基本单元b的输入端(电压输入端/高压侧)是与高电压直流母线电连接而接收输入电压v1，而其输出端连接至下一个基本单元b的输入端，其后的基本单元b的输入端均依次连接到上一个基本单元b的输出端，各基本单元b以此方式完成前后级联。其中，相互级联的每一基本单元b的飞跨电容是并联连接于各自的基本单元b的输入端，并与上下两个互补导通的开关的一端连接，两个开关的另一端连接至下一个基本单元b的输入端，而最后一个基本单元b的输出端则与滤波电感lf的一端连接。每一基本单元b通过各自开关的切换作动而在各自的输出端(相对于高压侧的中点或正负端的电压输出端)获得多个直流电平，并通过滤波电感lf、滤波电容cf进行低通滤波而输出输出电压v2至低压侧。

飞跨电容的电压平衡控制方式，就是通过对飞跨电容进行充放电控制，使飞跨电容的电压保持为期望的电压值。其中，由p个基本单元b所组成的p+1电平变换电路，从低压的滤波电感侧到高压的直流输入侧，其为m级基本单元的飞跨电容的期望电压为(v1*m)/p(如图1所示的五电平变换电路，从低压的滤波电感侧到高压的直流输入侧，其四级飞跨电容的期望电压分别为(v1*1)/4、(v1*2)/4、(v1*3)/4及(v1*4)/4，且当m＝p时，其飞跨电容也就是高电压直流母线侧的输入端电容，亦即第四级的飞跨电容就是高电压直流母线侧输入端电容)。由于每一基本单元b的上下两个开关系互补工作，因而各开关承受的电压为本级飞跨电容电压与下一级飞跨电压的差值，期望值是v1/4。通常，通过调节开关相位和占空比来输出多个直流电平以控制低压侧滤波电感电流或电压，实现功率变换和调节。

请参阅图2，图2是为图1所示的其中一个飞跨电容与相邻两个串联开关相连接时的电路结构示意图。如图所示，飞跨电容c1分别和相邻的两个串联开关q1和q2连接，以及分别与与开关q1和q2互补通断的开关q1b和q2b连接，且飞跨电容c1的充放电可通过与其相邻的两个开关导通或关断来控制。正常运行时，由于各个基本单元b与滤波电感lf串联连接并且上下开关互补工作，因此各开关导通电流等于滤波电感电流。在一个开关周 期t内，定义开关q2与q1的正向导通方向为电感电流的正方向，并假定滤波电感lf的滤波电感电流il稳定，飞跨电容c1的电压vc1的变化量δv1与相邻两个串联开关q1、q2的占空比信号d1、d2有如下关系：

δv1＝+il×ts×(d2-d1)/c1，(当il>0时)

δv1＝-il×ts×(d2-d1)/c1，(当il<0时)

而上述两式实际上亦可由下述式子表示：

d2-d1＝sign×(c1/il×ts)×δv1，sign＝+1(当il>0时)

，sign＝-1(当il<0时)

上式表明，通过相邻两个串联开关q1、q2的占空比信号差(δd＝d2-d1)调节是实现飞跨电容的电压平衡控制的基本途径。用于实现飞跨电容电压平衡控制的占空比信号差δd调节不仅与飞跨电容c1的期望的电压变化量δv1相关，而且δd调节方向与电流方向sign(滤波电感电流il的正负)相关联。

上式中，滤波电感电流il的方向(il的正负)决定了占空比信号差δd调节的方向，要实现飞跨电容电压的平衡控制，控制系统必须要获知滤波电感电流il的方向sign。因此，滤波电感电流方向是决定飞跨电容充放电并维持电容电压平衡的至关重要的因素。

然而，在交流/直流变换电路中的交流电流过零点附近，或双向交直流功率变换电路轻载运行时，由于高频开关引起的电流纹波是造成电流方向反复切换，以及由测量元件、测量电路和数字采样等环节引入的误差，极易使控制系统对电流方向产生误判，从而使飞跨电容的电容电压平衡控制难以实现。这一问题已经成为制约飞跨电容多电平变换电路实际应用的主要因素。

有鉴于此，如何发展一种可改善上述现有技术缺失的飞跨电容的电压平衡控制装置与电压平衡控制方法，实为相关技术领域者目前所迫切需要解决的问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种飞跨电容的电压平衡控制装置与电压平衡控制方法，俾解决现有技术所面临的飞跨电容的多电平变换电路内的电流方向容易产生误判，导致飞跨电容的电压平衡控制难以实现的问题。

为达上述目的，本发明的一较佳实施方式为提供一种飞跨电容的电压平衡控制装置，适用于飞跨电容多电平变换电路，其中飞跨电容多电平变换电路包含多个飞跨电容、从直流正极依次串接到直流负极的偶数个开关和与偶数个开关所串接的中间点连接的滤波电感，每一飞跨电容的两端是分别跨接至串接中间点两侧的对应相邻两个开关的连接点，且多个开关系以相同的开关周期运作，电压平衡控制装置包含：控制信号处理单元，是对应多个开关的个数而生成多个控制信号，以分别控制多个开关的切换；电压电流检测单元，用以检测多个飞跨电容所对应的多个电压值而输出第一检测结果，并检测飞跨电容多电平变换电路的状态而输出第二检测结果；电容电压平衡控制单元，是接收第一检测结果，用以将第一检测结果所反映的每一电压值与对应的飞跨电容的期望电压值作比较而产生多个比较结果，并将每一比较结果转换成对应的第一占空比差值；电流方向预估单元，是从第一检测结果获得任一所选飞跨电容的电压值，并接收反馈信号，藉以于每一调节周期时计算出电流方向调节信号，其中反馈信号是与所选飞跨电容的相邻两个开关所分别对应的两个占空比信号的差值存在相关性，且其中调节周期为开关周期的整数倍；以及运算单元，是将电流方向调节信号与多个第一占空比差值作相乘及/或相除运算，而产生对应的多个第二占空比差值；其中，控制信号处理单元是接收参考值、第二检测结果及多个第二占空比差值而对应产生多个控制信号，俾使每一飞跨电容的电压值维持于对应的期望电压值。

为达上述目的，本发明的另一较佳实施方式为提供一种飞跨电容的电压平衡控制方法，适用于飞跨电容多电平变换电路，其中飞跨电容多电平变换电路包含多个飞跨电容、从直流正极依次串接到直流负极的偶数个开关和与该偶数个开关所串接的中间点连接的一滤波电感，每一飞跨电容的两端是分别跨接至串接中间点两侧的对应相邻两个开关的连接点，且多个开关系以相同的开关周期运作，电压平衡控制方法包含：(a)依据多个开 关的个数而对应生成多个控制信号，以分别控制多个开关作切换；(b)检测多个飞跨电容对应的多个电压值而输出第一检测结果，并检测飞跨电容多电平变换电路的状态而输出第二检测结果；(c)将第一检测结果所反映的每一电压值与对应的飞跨电容的一期望电压值作比较而产生多个比较结果，并将每一比较结果转换成对应的第一占空比差值；(d)从第一检测结果获得任一所选飞跨电容的电压值，并与反馈信号作运算，藉以于每一调节周期时计算出电流方向调节信号，其中反馈信号是与所选该飞跨电容的相邻两个该开关所分别对应的两个占空比信号的差值存在相关性，且其中调节周期为开关周期的整数倍；(e)将电流方向调节信号与多个第一占空比差值作相乘及/或相除运算，而产生对应的多个第二占空比差值；以及(f)利用参考值、第二检测结果及多个第二占空比差值而对应产生多个占空比信号，进而对应调整多个控制信号，俾使每一飞跨电容的电压值维持于对应的期望电压值。

附图说明

图1是为传统飞跨电容型的多电平变换电路的电路结构示意图。

图2是为图1所示的其中一个飞跨电容与相邻两个串联开关相连接时的电路结构示意图。

图3是为本发明较佳实施例的电压平衡控制装置应用于飞跨电容多电平变换电路时的电路结构示意图。

图4是为本发明另一实施例的电压平衡控制装置应用于飞跨电容多电平变换电路时的电路结构示意图。

图5是为本发明又一实施例的电压平衡控制装置应用于飞跨电容多电平变换电路时的电路结构示意图。

图6是为适用于图3、4、5所示的飞跨电容多电平变换电路的飞跨电容的电压平衡控制方法的步骤流程图。

图7是为飞跨电容三电平双向直流变换电路与飞跨电容的电压平衡控制装置的电路结构示意图。

附图标记说明：

b：基本单元

v1：输入电压

v2：输出电压

l、lf：滤波电感

cf：电容

1：飞跨电容多电平变换电路

c1、c2、c3、c4、cm、cp-1：飞跨电容

vc1、vcm、vc(p-1)：电压值

vc(p-1)*、vc1*：期望电压值

q1、q2、qm、qm+1、q1b、q2b、q3、q3b、q4、q4b、qmb、qm+1b：开关

a1、a2：连接点

il：滤波电感电流

1a、1b、1c：电压平衡控制装置

2：电压电流检测单元

xa：第一检测结果

x：第二检测结果

xref*：给定值

3a：控制信号处理单元

3：控制信号运算单元

3b：占空比修正单元

4：脉冲驱动单元

d1、d2、…、dm、dm+1：占空比信号

5a：电容电压平衡控制单元

5：电压反馈运算单元

6：电压误差转换控制单元

10：运算单元

12：电流方向预估单元

7：占空比差值运算单元

8：电压差运算单元

9：符号运算单元

vd：电压差值

s1：第一运算结果

sign：电流方向调节信号

14：占空比运算单元

s3：第三运算结果

15：电压误差运算单元

s5：第五运算结果

(a)-(f)：步骤

31：pi调节单元

32：占空比加减运算单元

kp：比例调节器

d0：初始开关占空比信号

lf：滤波电感

ev1、evp-1：电压误差值

δd10、δd(p-1)0：第一占空比差值

δd1、δdp-1：第二占空比差值

具体实施方式

体现本发明特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本发明能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本发明的范围，且其中的说明及附图在本质上是当作的对其进行说明用，而非用于限制本发明。

图3是为本发明较佳实施例的电压平衡控制装置应用于飞跨电容多电平变换电路时的电路结构示意图。如图所示，本实施例的电压平衡控制装置1a是适用于飞跨电容多电平变换电路1，其中飞跨电容多电平变换电路1是包含p个基本单元，即包含p个飞跨电容，例如c1…、cm…、cp，及从直流正极依次串接到直流负极的2p个半导体的开关(如图所示串联接的开关q1，qm，qp及q1b，qmb，qpb)，其中m的取值范围为1至p-1(以下所示的m的取值范围皆代表取值范围为1至p-1)。每一飞跨电容(例如cm)的两端是分别与对应的相邻两个开关(例如qm+1、qm及qm+1b、qmb)的连接点a1及a2连接，且多个开关系以相同的开关周期ts运作。电压平 衡控制装置1a是与飞跨电容多电平变换电路1电连接，且包含电压电流检测单元2、控制信号处理单元3a、电容电压平衡控制单元5a、运算单元10以及电流方向预估单元12。

控制信号处理单元3a是用以当飞跨电容多电平变换电路1开始运作时，对应多个开关的个数而生成多个控制信号，以分别控制多个开关的切换。电压电流检测单元2是用以检测多个飞跨电容c1～cp-1(排除最远离滤波电感lf的基本单元中的飞跨电容，即图3所示的飞跨电容cp)所对应的多个电压值vc1～vc(p-1)，并输出第一检测结果xa，且电压电流检测单元2更检测飞跨电容多电平变换电路1的状态而输出第二检测结果x，其中，第二检测结果x可为但不限于可反映飞跨电容多电平变换电路1内的一个或是多个电压或电流的反馈值(例如：直流、单相交流或三相交流的电压或电流的反馈值)。在本实施例中，由于飞跨电容cp的电压vcp为输入电压v1，所以无需控制飞跨电容cp的电压，但不限于此，在其他实施例中，亦可控制飞跨电容cp的电压，其控制方式与其他飞跨电容c1～cp-1的电压vc1～vc(p-1)的控制方式相同，在此不再特殊说明。

电容电压平衡控制单元5a是与电压电流检测单元2电连接，且接收第一检测结果xa，并将第一检测结果xa所反映的每一电压值vc1～vc(p-1)与对应的多个飞跨电容c1～cp-1的期望电压值vc1*～vc(p-1)*作比较，进而产生多个比较结果，并将每一比较结果转换成对应的第一占空比差值δd10～δd(p-1)0。电流方向预估单元12是与电压电流检测单元2电连接，用以从第一检测结果xa中提取任一所选飞跨电容的电压值(例如提取所选飞跨电容cm的电压值vcm)，且电流方向预估单元12更与控制信号处理单元3a电连接，并接收一反馈信号，其中反馈信号是与所选飞跨电容的相邻两个开关的两个占空比信号的差值存在相关性，而电流方向预估单元12则根据所选飞跨电容的电压值及反馈信号而于每一调节周期td计算出电流方向调节信号sign，其中调节周期td为开关周期ts的整数倍。运算单元10是与电容电压平衡控制单元5a及电流方向预估单元12电连接，且接收电流方向调节信号sign与多个第一占空比差值δd10～δd(p-1)0，并将电流方向调节信号sign与多个第一占空比差值δd10～δd(p-1)0作相乘及/或相除运算，以产生对应的多个第二占空比差值δd1～δdp-1。

另外，控制信号处理单元3a更与运算单元10及电压电流检测单元2电连接，用以接收第二检测结果x及多个第二占空比差值δd1～δdp-1，且接收参考值xref*(xref*代表飞跨电容多电平变换电路1的一个或是多个电压或电流的给定值(例如：直流、单相交流或三相交流的电压或电流的给定值))，藉此依据第二检测结果x、多个第二占空比差值δd1～δdp-1及参考值xref*对应而产生多个占空比信号d1、d2、…、dm、…、dp，故控制信号处理单元3a便依据多个占空比信号d1、d2、…、dm、…、dp调整多个控制信号，俾使每一飞跨电容c1～cp-1的电压值vc1～vc(p-1)维持于对应的期望电压值vc1*～vc(p-1)*。

于本实施例中，电容电压平衡控制单元5a还包含电压反馈运算单元5及电压误差转换控制单元6。电压反馈运算单元5是与电压电流检测单元2电连接，且接收第一检测结果xa，并将第一检测结果xa所反映的每一电压值vc1～vc(p-1)与对应的多个飞跨电容c1～cp-1的期望电压值vc1*～vc(p-1)*作比较而产生对应的比较结果，并根据每一比较结果而产生对应的电压误差值ev1～evp-1。电压误差转换控制单元6是与电压反馈运算单元5电连接，是接收多个电压误差值ev1～evp-1，并利用g函数转换成对应的多个第一占空比差值δd10～δd(p-1)0，其中g函数代表电压误差转换控制单元6的转换的增益，且电压误差转换控制单元6例如可为一数字pid控制单元或一滞环控制单元所构成，但不以此为限。

于本实施例中，控制信号处理单元3a还包含控制信号运算单元3、占空比修正单元3b及脉冲驱动单元4。控制信号运算单元3是与电压电流检测单元2电连接，用以接收反映飞跨电容多电平变换电路1的状态的第二检测结果x，且接收参考值xref*，并将第二检测结果x与接收的参考值xref*作比较，进而将比较结果转换成初始占空比信号。占空比修正单元3b是与运算单元10及控制信号运算单元3电连接，用以接收初始占空比信号和多个第二占空比差值δd1～δdp-1，以根据初始占空比信号和每一第二占空比差值而对应输出多个占空比信号d1、d2、…、dp。脉冲驱动单元4是与占空比修正单元3b电连接，用以接收多个占空比信号d1、d2、…、dp，并对应转换成多个控制信号，以分别控制多个开关的切换。

以下将进一步说明本实施例的电流方向调节信号sign的计算方式，并 说明电流方向预估单元12的控制架构。于本实施例中，由于一个开关周期ts内，飞跨电容cm的电压变化与相邻两个开关qm+1、qm的占空比信号dm+1、dm的差值之间存在如下关系(类似现有技术的所述的关系式)：

δvm＝sign×il×ts×(dm+1-dm)/cmsign＝+1(当il>0时)

sign＝-1(当il<0时)，

其中δvm为飞跨电容cm的电压变化，il为流过飞跨电容多电平变换电路1内的滤波电感的滤波电感电流。

因此可得知，在一个开关周期ts内，电流方向调节信号sign经由上式移项后实际上可表示为

sign＝(dm+1-dm)×(cm/il×ts)×δvm

上式表明，一个开关周期ts内流过滤波电感l的滤波电感电流il平均值的方向，可以在该开关周期ts结束后通过飞跨电容cm的电压变化(δvm)和飞跨电容cm相邻两开关qm+1、qm的占空比信号差值(dm+1-dm)的乘除运算来获知。假定滤波电感电流il在一段时间内(数个开关周期ts)方向不变，就可以在这一段时间内用上一开关周期末运算获知的电流方向，作为下一个开关周期内电流方向的预估。

因此，以开关周期ts的整数倍时间为调节周期td，并在多个调节周期td中周期性反复计算和预估电流方向，并确定占空比信号差值调节量和调节方向，施加到各开关的占空比控制上，以实现飞跨电容cm的电压平衡控制。其中，第k个调节周期td内，滤波电感电流预估方向凭借第(k-1)个调节周期的计算获取，表示方式为

sign[0]＝+1或-1(当k＝0，即初始值时，任意选取sign值为1或-1)式(1)

而为了实现上述取得电流方向调节信号sign的原理，可用图3所示的控制架构来实现，因此请再参阅图3，于本实施例中，电流方向预估单元12实际上是将所选飞跨电容的相邻两个开关的两个占空比信号的差值来构成所接收的反馈信号(例如为所选飞跨电容cm的相邻两个开关qm+1、qm的两个占空比信号dm+1、dm的差值，以下皆以飞跨电容cm是代表所选飞跨电容)。

根据上述公式可知，为了预估滤波电感电流il的方向，必须知道每一调节周期td所选飞跨电容cm的电压变化(δvm)及在该调节周期td内所选飞跨电容cm相邻两开关qm+1、qm的占空比信号差值(dm+1-dm)的平均值或累计值。因此于本实施例中，电流方向预估单元12实际上还包含占空比差值运算单元7、电压差运算单元8及符号运算单元9。电压差运算单元8是与电压电流检测单元2电连接，且从第一检测结果xa中获得所选飞跨电容cm的电压值vcm[k](例如于第k个调节周期进行选取)，并将所选飞跨电容cm的电压值vcm[k]与所选飞跨电容cm于前一调节周期(即第k-1个调节周期)时所反映的电压值vcm[k-1]作比较，以产生电压差值vd。占空比差值运算单元7是与控制信号处理单元3a电连接，用以接收所选飞跨电容cm的相邻两个开关qm+1、qm的两个占空比信号dm+1、dm，并于每一开关周期ts中比较两个占空比信号dm+1、dm，并依据两个占空比信号dm+1、dm的差值对应产生第三占空比差值(即占空比信号差值)，且将于调节周期td内所有开关周期ts产生的第三占空比差值作平均或累计运算，并输出第一运算结果s1。符号运算单元9是与占空比差值运算单元7及电压差运算单元8电连接，用以将电压差值vd与第一运算结果s1相乘及/或相除而得到第二运算结果，并依据第二运算结果的为正值或负值而对应输出电流方向调节信号sign。

于一些实施例中，当所选飞跨电容cm相邻两开关qm+1、qm的占空比信号差值与实际从电容电压平衡控制单元5a所输出的第一占空比差值δdm0一致时，在第k个调节周期td的每一开关周期ts内，用于飞跨电容cm电压平衡控制的占空比信号差值调节量获取方式为：

dm+1[n]-dm[n]＝sign[k]×g(evm[n])，n∈{k×(td/ts),(k+1)×(td/ts)}

＝sign[k]×δdm0[n]，{δdm0[n]＝g(evm[n])}式(3)

可以用式(3)计算获得的占空比信号差值调节量代替式(2)中的占空比差值计算，即

此时，滤波电感电流预估方向可用下式计算：

为了实现上述关系，便可用图4所示的控制架构来实现。图4是为本发明另一实施例的电压平衡控制装置应用于飞跨电容多电平变换电路时的电路结构示意图。如图4所示，本实施例的架构与元件功能是与图3所示实施例相似，且相同的元件标号代表相同的结构、元件与功能，于此不再赘述。唯相较于图3所示的飞跨电容的电压平衡控制装置1a的电流方向预估单元12是与控制信号处理单元3a电连接，本实施例的飞跨电容的电压平衡控制装置1b不同的处在于电流方向预估单元12是改为与电容电压平衡控制单元5a的电压误差转换控制单元6的输出端及运算单元10电连接，以依据所选飞跨电容cm而接收电压误差转换控制单元6所输出的对应的第一占空比差值δd10～δd(p-1)0，故本实施例中的电流方向预估单元12实际上便以与所选飞跨电容cm对应的第一占空比差值δdm0来构成反馈信号，而由于在本实施例中，是架构于当所选飞跨电容cm相邻两开关qm+1、qm的占空比信号差值与实际从电容电压平衡控制单元5a所输出的第一占空比差值δdm0一致的条件下，故可知反馈信号实际上同样与所选飞跨电容的相邻两个开关的两个占空比信号的差值存在相关性。此外，电流方向预估单元 12改为包含电压差运算单元8、占空比运算单元14及符号运算单元9。电压差运算单元8是与电压电流检测单元2电连接，且从第一检测结果xa中获得所选飞跨电容cm的电压值vcm[k](例如第k个调节周期)，并将所选飞跨电容cm的电压值vcm与所选飞跨电容cm于前一调节周期(即第k-1个调节周期)时所反映的电压值vcm[k-1]作比较，以产生电压差值vd。占空比运算单元14是连接于电容电压平衡控制单元5a的输出端，用以接收所选飞跨电容cm的第一占空比差值δdm0，且将于调节周期td内所有开关周期ts产生的第一占空比差值作平均运算或累计运算并输出第三运算结果s3。符号运算单元9是与占空比运算单元14、电压差运算单元8及运算单元10电连接，用以从占空比运算单元14及电压差运算单元8分别接收电压差值vd及第三运算结果s3，且接收运算单元10于前一调节周期(即第k-1个调节周期)的电流方向调节信号sign[k-1](实际上运算单元10可将当下所接收到的调节周期的电流方向调节信号sign[k]在前一调节周期形成的电流方向调节信号sign[k-1]，以提供给符号运算单元10)，最后将电压差值vd、第三运算结果s3及电流方向调节信号sign[k-1]相乘及/或相除而得到第四运算结果，并依据第四运算结果的为正值或负值而对应输出电流方向调节信号sign。

又于一些实施例中，当g函数采用比例调节器时(kp>0)，式(5)则可变为：

为了实现上述关系，便可用图5所示的控制架构来实现。图5是为本发明又一实施例的电压平衡控制装置应用于飞跨电容多电平变换电路时的电路结构示意图。如图所示，本实施例的架构与元件功能是与图3所示实施例相似，且相同的元件标号代表相同的结构、元件与功能，于此不再赘述。唯相较于图3所示的飞跨电容的电压平衡控制装置1a的电压误差转换控制单元6为一数字pid控制单元或一滞环控制单元所构成，且电流方向 预估单元12是与控制信号处理单元3a电连接，本实施例的飞跨电容的电压平衡控制装置1c不同的处在于电压误差转换控制单元6是由比例调节器所构成。此外，电流方向预估单元12是改为与电压反馈运算单元5的输出端电连接，以依据所选飞跨电容cm而接收电压反馈运算单元5所输出的对应的电压误差值evm，故电流方向预估单元12所接收的反馈信号实际上为与所选飞跨电容cm对应的电压误差值evm。而由于在本实施例中，是架构于当所选飞跨电容cm相邻两开关qm+1、qm的占空比信号差值与实际从电容电压平衡控制单元5a所输出的第一占空比差值δdm0一致的条件下，且g函数是采用仅进行比例调整的比例调节器，故可知反馈信号实际上同样与所选飞跨电容的相邻两个开关的两个占空比信号的差值存在相关性

更甚者，电流方向预估单元12改为包含电压差运算单元8、电压误差运算单元15以及符号运算单元9。电压差运算单元8是与电压电流检测单元2电连接，且从第一检测结果xa中获得所选飞跨电容cm的电压值vcm[k](例如第k个调节周期)，并将所选飞跨电容cm的电压值vcm与所选飞跨电容cm于前一调节周期(即第k-1个调节周期)时所反映的电压值vcm[k-1]作比较，以产生电压差值vd。电压误差运算单元15是电连接于电压反馈运算单元5及电压误差转换控制单元6之间，用以接收所选飞跨电容cm的电压误差值evm，且将调节周期td内的所有开关周期ts产生的电压误差值作平均运算或累计运算并输出第五运算结果s5。符号运算单元9是与电压误差运算单元15、电压差运算单元8及运算单元10电连接，用以从电压差运算单元8及电压误差运算单元15分别接收电压差值vd及第五运算结果s5，且接收运算单元10于前一调节周期(即第k-1个调节周期)的电流方向调节信号sign[k-1](实际上运算单元10可将当下所接收到的调节周期的电流方向调节信号sign[k]在前一调节周期后形成的电流方向调节信号sign[k-1]，以提供给符号运算单元10)，最后将电压差值vd、第五运算结果s5及前一调节周期(即第k-1个调节周期)的电流方向调节信号sign[k-1]相乘及/或相除而得到第六运算结果，并依据第六运算结果的为正值或负值而对应输出电流方向调节信号sign。

以下将示范性地说明本发明的飞跨电容的电压平衡控制方法的流程，且由于图3、4、5的飞跨电容多电平变换电路皆可以下述的电压平衡控制 方法实现，故以下将以图3的电路结构来示范性说明本发明的飞跨电容的电压平衡控制方法。请参阅图6并配合图3、4、5，图6是为适用于图3、4、5所示的飞跨电容多电平变换电路的飞跨电容的电压平衡控制方法的步骤流程图。首先，执行步骤(a)，依据多个开关的个数而生成多个控制信号，以分别控制多个开关作切换。接着，如步骤(b)，检测多个飞跨电容c1～cp-1(排除最远离滤波电感lf的基本单元中的飞跨电容，即图3所示的飞跨电容cp)对应的多个电压值vc1～vc(p-1)，并对应输出第一检测结果xa，且检测飞跨电容多电平变换电路1的状态，以对应输出第二检测结果x。接着，执行步骤(c)，将第一检测结果xa所反映的电压值vc1～vc(p-1)与对应的多个飞跨电容c1～cp-1的期望电压值vc1*～vc(p-1)*作比较而产生多个比较结果，并将每一比较结果转换成对应的第一占空比差值δd10～δd(p-1)0。接着，如步骤(d)，从第一检测结果xa中提取任一所选飞跨电容ci的电压值vci，并与与所选飞跨电容的相邻两个开关的两个占空比信号的差值存在相关性的反馈信号作运算，藉以于每一调节周期td时计算出电流方向调节信号sign，其中调节周期td为开关周期ts的整数倍。再来，执行步骤(e)，将电流方向调节信号sign与多个第一占空比差值δd10～δd(p-1)0作相乘及/或相除运算，而产生对应的多个第二占空比差值δd1～δdp-1。之后，执行步骤(f)，利用参考值xref*、第二检测结果x及多个第二占空比差值δd1～δdp-1而产生多个占空比信号d1、d2、…、dm、dp，进而对应多个占空比信号d1、d2、…、dm、dp调整多个控制信号，俾使每一飞跨电容c1～cp-1的电压值vc1～vc(p-1)维持于对应的期望电压值vc1*～vc(p-1)*。

于一实施例中，当本发明的方法是应用于图3所示的控制架构时，步骤(d)的所述的反馈信号实际上为所选飞跨电容cm的相邻两个开关qm+1、qm的两个占空比信号dm+1与dm的差值。因此于本实施例中，步骤(d)实际上还包含：步骤(d1)，将所选飞跨电容cm的电压值vcm[k]与所选飞跨电容cm于前一调节周期时所反映的电压值vcm[k-1]作比较，以产生电压差值vd；步骤(d2)，将所选飞跨电容cm的相邻两个开关qm+1、qm的两个占空比信号dm+1、dm于每一开关周期ts中作比较而产生第三占空比差值，且将调节周期td内的所有开关周期ts产生的第三占空比差值作平均或累计运算并输出第一运算结果s1；步骤(d3)，将电压差值vd与第一运算结果 s1相乘及/或相除而得到第二运算结果，并依据第二运算结果的为正值或负值而对应输出电流方向调节信号sign。

于另一实施例中，当本发明的方法是应用于图4所示的控制架构时，则步骤(d)的所述的反馈信号实际上为所选飞跨电容cm的第一占空比差值δdm0。因此应用于图4的控制架构时，步骤(d)实际上还包含：步骤(d1)，将所选飞跨电容cm的电压值vcm[k]与所选飞跨电容cm于前一调节周期时所反映的电压值vcm[k-1]作比较，以产生电压差值vd；步骤(d2)，将调节周期td内的每一开关周期ts的第一占空比差值作平均运算或累计运算并输出第三运算结果s3；步骤(d3)，将电压差值vd、第三运算结果s3及前一调节周期的电流方向调节信号sign[k-1]相乘及/或相除而得到第四运算结果，并依据第四运算结果的为正值或负值而对应输出电流方向调节信号sign。

又于一些实施例中，当本发明的方法是应用于图5所示的控制架构时，则步骤(c)实际上还包含：步骤(c1)，将第一检测结果xa所反映的每一电压值vc1～vc(p-1)与对应的飞跨电容c1～cp-1的期望电压值vc1*～vc(p-1)*作比较而产生对应的比较结果，并根据每一比较结果而产生对应的多个电压误差值ev1～evp-1；步骤(c2)，将多个电压误差值ev1～evp-1转换成对应的多个第一占空比差值δd10～δd(p-1)0。

另外，当本发明的方法是应用于图5所示的控制架构时，步骤(d)所述的反馈信号实际上为所选飞跨电容cm的电压误差值evm。故于步骤(d)中实际上还包含：步骤(d1)，将所选飞跨电容cm的电压值vcm[k]与所选飞跨电容cm于前一调节周期时所反映的电压值vcm[k-1]作比较，以产生电压差值vd；步骤(d2)，将调节周期td内的每一开关周期ts的电压误差值作平均运算或累计运算并输出第五运算结果s5；步骤(d3)，将电压差值vd、第五运算结果s5及前一调节周期的电流方向调节信号sign[k-1]相乘及/或相除而得到第六运算结果，并依据第六运算结果的为正值或负值而对应输出电流方向调节信号sign。

以下将以图5的控制架构来举例说明本发明的电压平衡控制装置应用于飞跨电容三电平变换电路时的控制原理。图7是为本发明的电压平衡控制装置应用于飞跨电容三电平变换电路时的电路结构示意图。如图所示， 于本实施例中，变换电路的输出控制给定值xref*实际上为输出电流给定值，第二检测结果x实际上为滤波电感电流il，控制信号处理单元3a所包含的控制信号运算单元3实际上为pi调节单元31，而控制信号处理单元3a所包含的占空比修正单元3b实际上为两个占空比加减运算单元32，经由占空比修正单元3b而生成三电平变换电路的开关q1、q1b和q2、q2b所对应的占空比信号d1和d2，并输出至脉冲驱动单元4。

此外，电压误差转换控制单元6为比例调节器kp，由此产生第一占空比差值δd10，与电流方向调节信号sign相乘后，作为第二占空比差值δd。经由两个占空比加减运算单元32将第二占空比差值δd与初始开关占空比信号d0作相减和相加运算，分别生成对应开关q1、q1b的占空比信号d1和对应开关q2、q2b的占空比信号d2。其中，电流方向调节信号sign通过周期性计算获知，而周期性计算即为飞跨电容c1的电压偏差的调节周期td，为10倍开关周期ts。该电流方向调节信号sign的计算是采用一个调节周期的飞跨电容c1的电压差值(vd＝vc1[t]-vc1[t-td])、飞跨电容c1的电压误差值(ev1＝v*c1-vc1)的调节周期内的平均值，以及前一调节周期的电流方向调节信号sign[t-td]，三者相乘的结果求符号来得知。

当飞跨电容c1的电压值vc1与期望电压值v*c1存在偏差时，例如飞跨电容c1的电压值vc1低于期望电压值v*c1时，电压误差值ev1为一个正值，表明飞跨电容c1此时需要充电使其电压上升，则电压误差值ev1就会通过比例调节器kp的调节而得到一个正值的第一占空比差值δd0。其中，飞跨电容c1充电而实现电压值vc1上升是通过每一开关周期ts内充电量与放电量调节来实现的。如果，此时滤波电感电流il的方向为正，第一占空比差值δd0与电流方向调节信号sign相乘输出(若此时电流方向调节信号sign为+1，代表预估方向正确)，进而与pi调节单元31输出的初始开关占空比信号d0结合后，最后得到开关q2的占空比信号d2将比开关q1的占空比信号d1大2倍δd(δd>0)，使得飞跨电容c1在一个开关周期ts内充电时间加长而放电时间减小，从而飞跨电容c1的电压值vc1上升趋近于期望电压值v*c1。如果，此时滤波电感电流il的方向为负，第一占空比差值δd0与电流方向调节信号sign相乘输出(若此时电流方向调节信号sign为-1，也是代表预估方向正确)，进而与pi调节单元31输出的初始开关占空比信号 d0结合后，开关q2的占空比信号d2将比开关q1的占空比信号d1大2倍δd(δd<0)，因电流反向，同样使飞跨电容c1在一个开关周期ts内的充电时间加长而放电时间减小，从而飞跨电容c1的电压值vc1上升趋近于期望电压值v*c1。

滤波电感电流il的方向预估是在每个飞跨电容c1的调节周期td结束后做更新的。更新的依据是飞跨电容c1在前一个调节周期结束时刻与起始时刻的电压差值vd、调节周期内的电压误差值ev1平均或累计值以及前一调节周期的电流方向调节信号相乘及/或相除运算的结果。当vd>0(即飞跨电容在前一个调节周期内电压上升)，并且在此时间内飞跨电容c1的电压值vc1与期望电压值v*c1相比偏低(ev1>0)时，则表明飞跨电容c1的电压值的调节方向是正确的，从而确认前一调节周期的滤波电感电流il的方向与电流方向调节信号sign一致，在下一个调节周期中将继续采用这一电流方向调节信号sign。当上一个调节周期vd<0并且ev1<0时，表明飞跨电容c1的电压值的调节方向也是正确的，在下一个调节周期将继续采用前一个调节周期的电流方向调节信号sign。与前述情况相反，当上一个调节周期的电压差值vd和电压误差值ev1的正负符号相反时，表明飞跨电容c1的电压值的调节方向是错误的，从而确认前一调节周期的滤波电感电流il的方向与电流方向调节信号sign相反，在下一个调节周期中需采用与前一调节周期相反的电流方向调节信号sign。

采用本发明的控制方法的效果说明如下：(1)电流方向的检测凭借任一飞跨电容电压的测量而实现，尤其在电压差值较大时保证了电流方向检测的正确性，避免了电流测量误差造成电流方向误判。电流方向调节信号sign的初始值可以任意假定，并且运行过程中可以短时间出现误判。在电流方向调节信号与实际滤波电感电流的方向不一致时，虽然飞跨电容的电压会错误地调节，但由于每次调节对飞跨电容的电压的影响比较小(即错误只存在于起初或偶尔发生)，因此飞跨电容的电压误差仍然可以接受；(2)当飞跨电容的电压值与期望电压值的偏差较小时，也存在测量误差引起的正负符号错误，但由于飞跨电容的电压值已经接近期望电压值，在此附近的误差容许存在；(3)在一个调节周期的飞跨电容的电压差值较小时，也会引入测量造成的符号错误和调节方向错误，然而飞跨电容的电压差值连 续累计才造成飞跨电容的电压差值明显，因此显著的飞跨电容电压差值必定能产生多数正负符号正确的测量结果，或可通过增加调节周期的计算而获得显著的电压差值，保证电压差值的符号是正确的。因此，本发明的控制方法对电压误差有较强的容忍度。

综上所述，本发明为一种飞跨电容的电压平衡控制装置与电压平衡控制方法，是利用电流方向预估单元从飞跨电容多电平变换电路中获得任一所选的飞跨电容的电压变化量，且接收所选飞跨电容的相邻两个开关的反馈信号，并将调节周期内所产生的反馈信号作平均或累计运算而输出运算结果，取电压变化量与运算结果相乘及/或相除的符号作为电流方向的预估，如此一来，本发明的飞跨电容多电平变换电路的飞跨电容的电压平衡便可实现。

本发明得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。