相对于输入线电压变化具有存储时间动态调节的BJT驱动器的制作方法

本发明总体上涉及利用双极结型晶体管(BJT)作为开关元件的开关模式电源转换器。更具体地，本发明涉及BJT存储时间的测量和预测从而提供充足的断开延时时间以获得电源转换器的改进性能。

背景技术：

电子装置(诸如移动电话、平板电脑、笔记本电脑等)使用电源来运行。由于开关模式电源转换器效率高、尺寸小且重量轻，它们通常被用于为许多今天的电子设备供电。传统的壁式插座提供高压交流。在开关电源转换器中，通过具有受控的接通(on)状态和断开(off)状态的开关元件的高频(HF)切换将50或60Hz的高压交流(AC)输入转换以通过能量传递元件对负载提供高度稳定的直流(DC)输出。通过改变占空比(接通时间与整个切换周期之比，被称为脉冲宽度调制(PWM))、改变切换频率(被称为脉冲频率调制(PFM))或通过根据负载变化要求跳过一些切换脉冲(被称为接通-断开控制)来提供期望的输出。

随着对电源转换器的严格的节能规定，正进行持续的努力以在电源转换器中提供改进的操作和高效率。改进的且高效的电源转换器的一个重要参数是优化的切换功能。电源转换器的开关元件由于导致传导损耗和切换损耗而影响电源转换器的效率，所述传导损耗和切换损耗构成了电源转换器功率损耗的主要部分。

MOSFET、BJT、IGBT或其他类型的半导体开关均可以在开关模式电源转换器中用作开关元件。这些类型的电子/半导体开关中的每一种可能需要特定的驱动条件以获得高效性能。BJT开关是用于切换的快速且高效 的装置。然而，由于它们的结存储电荷，BJT开关需要特定的条件以便实现高效的断开。

附图说明

参考以下附图描述本发明的非限制性且非穷举性的实施方案，其中，除非另有说明，贯穿各视图中的相似的参考数字指代相似的部件。

图1是例示了基于本发明的教导的使用具有动态存储时间参考的BJT控制器的电源转换器的一个总体实施例的框图。

图2是例示了在低输入线电压和高输入线电压时BJT的环境温度上升相对于存储时间的实施例的示例曲线图。

图3例示了根据本发明的教导的具有动态存储时间参考的示例BJT控制器块的相互连接。

图4A是例示了对于根据本发明的教导的具有动态存储时间参考的BJT控制器块在低线路时的示例信号的波形和信号之间的关系的曲线图。

图4B是例示了对于根据本发明的教导的具有动态存储时间参考的BJT控制器块在高线路时的示例信号的波形和信号之间的关系的曲线图。

贯穿附图的多个视图，相应的参考字符指示相应的部件。技术人员将认识到，附图中的元件是为了简洁和清楚而被例示的，并且附图中的元件不一定按比例画出。例如，附图中一些元件的尺寸相对于其他元件可能被扩大以便有助于提高对本发明的各个实施方案的理解。并且，通常不描述在商业上可行的实施方案中有用或必要的常见但是公知的元件，以便于较少妨碍对本发明的这些不同实施方案的观察。

具体实施方式

在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解阐述了许多具体细节。然而，本领域普通技术人员将明了不必需使用所述具体细节来实践本发明。在其他实例中，为了避免使本发明模糊不清，没有详细描述众所周知的材料或方法。

整个说明书中引用的“一个(one)实施方案”、“一(an)实施方案”、“一个(one)实施例”或“一(an)实施例”意味着结合所述实施方案或实施例所描述的具体的特征、结构或性质包含在本发明的至少一个实施方案中。因此，整个说明书中多处出现的短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”不一定全都指的是相同的实施方案或实施例。而且，具体的特征、结构或性质能够以任何合适的组合和/或子组合被组合在一个或多个实施方案或实施例中。具体的特征、结构或性质能够包含于集成电路、电子电路、组合逻辑电路或提供所述功能的其他合适的部件。此外，认识到，随附提供的附图是用于向本领域普通技术人员解释的目的，并且附图不一定按比例绘制。

如将讨论的，公开了使用BJT电源开关作为开关元件的具有改进操作和性能的示例电源转换器。在一个实施例中，介绍了一种用于驱动电源转换器的BJT电源开关元件的改进的控制器块。输入线电压被动态地监测和建模，并且响应于输入线电压而产生存储时间参考。在该实施例中，BJT基极断开和BJT存储时间是响应于存储时间参考而在每个切换周期被动态调整的，从而根据本发明的教导响应于动态提取的BJT存储时间参考而在每个切换周期插入受控的BJT断开延时。

例如，在一个实施例中，公开了一个控制器块，所述控制器块具有对BJT存储时间参考的动态调整以驱动电源转换器的BJT开关元件，所述BJT开关元件优化或增强BJT切换性能，减少切换损耗并且避免或减少BJT的温度上升。控制器块在每个切换周期监测或建模输入线电压，并且产生用于集电极电流和基极电流断开的参考值和阈值。在一个实施例中，控制器块中的BJT驱动器包括通过控制器单独受控的基极驱动开关和发射极驱动开关。存储时间参考是响应于输入线电压而产生的。响应于存储时间参考而在每个切换周期中动态地调整BJT基极断开和BJT的存储时间。在每个切换周期基于动态提取的BJT存储时间参考实现受控的BJT断开延时。

在图1中例示的典型的电源转换器的实施例中，开关元件130耦接到 能量传递元件，变压器T1 140，该变压器在反激式电源转换器中是像变压器一样起作用的耦合电感器，并且所述开关元件由控制器120控制，所述控制器包括根据本发明的教导的动态存储时间参考调整功能。AC线V_AC102耦接到为电源转换器产生整流电压105的全桥整流器104。在没有输入大容量电容器的实施例中，全波整流电压通过输入滤波器108保持施加至电源转换器的半正弦波形V_RECT 106，如图所示，所述输入滤波器包括电感器113以及电容器112和114。全波整流输入电压V_IN 110被施加到电源转换器的初级侧。变压器T1 140的初级绕组141耦接到输入线，并且变压器T1 140的次级绕组142耦接到输出电路系统150，在图1例示的实施例中，所述输出电路系统包括整流器和大容量滤波电容器C_O 153，所述整流器在所描绘的实施例中是用快速肖特基二极管152实现的，所述大容量滤波电容器C_O在负载155两端产生输出DC电压V_O 156以及输出电流I_O 154。

在例示的实施例中，通过对来自输出的反馈的处理提供输出调整。可以通过隔离式或非隔离式的感测电路提供来自输出的反馈信号。当反馈参考次级地时，反馈被称为次级控制。在一些电源转换器中，可以从磁性地耦接到输出/次级绕组的辅助绕组间接地提取输出感测使得反馈信号可以参考初级地，并且因此被称为初级控制。辅助绕组还可以为控制器提供操作电源，并且有时辅助绕组被称为偏置或旁路绕组。

在图1中所示的实施例中，输出地/参考151与输入地/参考101隔离。变压器T1 140的磁芯上的第三/辅助绕组143通过整流二极管145和滤波电容器C_AUX 148在控制器120的供给端子(旁路引脚)BP 125两端产生供给电压。辅助绕组143参考耦接到控制器120的GND端子121的初级地101。通过包括电阻器146和147的电阻式分压器，从耦接到控制器120的反馈端子FB 122的辅助绕组143间接地获取用于调整输出的反馈信息。在一个实施例中，根据初级绕组对辅助绕组的匝数比(例如N_WAUX/N_W1)，通过如图3所示的电阻式分压器能够获取反馈信息而不使其缩小。在一个实施例中，辅助绕组W_AUX 143是与初级绕组W1 141相比的反方向绕组， 并且为控制器120的FB端子122提供非整流AC感应电压。

在所示的实施例中，通过辅助绕组W_AUX中的AC感应电压监测输入和输出电压检测，所述辅助绕组以相对于初级绕组W1的反方向卷绕在能量传递元件T1变压器上。在接通时间期间，当BJT开关导通时，辅助绕组W_AUX中感应的负电压表示输入电压。在当BJT开关未导通的断开时间期间，辅助绕组W_AUX中的感应正电压作为FB信号代表电源转换器的输出电压。认识到，在当辅助绕组W_AUX中的感应电压降低朝向零时的不连续导通模式(DCM)操作中，由于寄生电容而产生的电压的空载振荡也可能变到负方向。在另一个实施例中，认识到，通过测量经由内部电流源注入的所需的电流，能够监测电源转换器的输入电压以将辅助绕组W_AUX 143中的感应AC电压的负部分钳位到零。

BJT开关元件130的发射极和基极端子分别耦接到控制器120的端子ED 126和BD 127。通过感测电阻器R_CS 136在初级返回线路(return line)上感测电流137。在该实施例中，用感测电阻器R_CS上的压降来表示感测的电流137，所述感测电阻器R_CS被耦连以接收在控制器120的端子CS 128上。在该实施例中，感测电阻器R_CS上的压降是相对于初级地/参考101，并且因此如图4A(460A)和图4B(460B)中所例示是负的。在该实施例中，BJT开关元件130的基极端子通过上拉电阻器132耦接到输入电压。在一个实施例中，发射极端子通过ED 126耦接通过控制器120的内部开关，以下在图3(开关388)中更详细地例示和描述所述内部开关，并且所述内部开关耦接到初级地/参考101和电流感测电阻器R_CS 136。

图2是BJT驱动器中的存储时间参考相对于输入电压的示例曲线图，该示例曲线图例示了根据本发明的教导使用动态调节的益处。如图所示，图2例示了两种不同类型的BJT在低线电压和高线电压实例中的相对于存储时间的温度上升。图2的曲线图示出了对于两种不同类型的BJT(类型1和类型2)，垂直y轴220上的壳体对环境的温度上升(单位为摄氏度[℃])相对于沿水平x轴210的存储时间(单位为纳秒[ns])。

曲线图230和240分别是在高输入线电压(例如220V_AC)时对于被 称为类型1和类型2的两种不同类型BJT晶体管的测试结果。类似地，曲线图250和260分别是在低输入线电压(例如110V_AC)时对于类型1和类型2的相同的BJT晶体管的测试结果。

这些测试结果证实，在高线路时，如果没有执行根据本发明教导的存储时间参考的调节，则由于额外的切换损耗，两种类型BJT的壳体对环境的温度上升将更高。如将讨论的，根据本发明的教导的实施例使用用作电源转换器中的开关元件的BJT的存储时间的测量，并且相对于输入线电压调节存储时间参考以提供改进的性能。

图2中例示的测试结果中，示出了对于两种类型的BJT无调节的存储时间参考对温度上升(壳体对环境)的影响，这例示了根据本发明的教导的相对于输入线变化的BJT存储时间参考调节的益处。如将讨论的，根据本发明的教导的新的控制器块对相对于输入线变化的BJT存储时间参考的动态调节提供补偿。

为了说明，图3大体上示出了根据本发明的教导的示例电源转换器，以及用于电源转换器的BJT开关装置的示例控制器的内部块相互连接的示意图。如将描述的，例示的控制器的内部块相互连接提供了输入线电压监测和建模、在每个切换周期中存储时间的测量以及根据本发明的教导的存储时间参考的动态调节。特别地，在一个实施例中，电源转换器300包括控制器320，所述控制器包括用于输入线电压监测/建模、在每个切换周期的存储时间测量以及存储时间参考的动态调节的内部块。

如所描绘的实施例中所示，电源转换器300包括能量传递元件340，在一个实施例中该能量传递元件是高频变压器或耦合电感器，具有耦接在电源转换器300的输入和输出之间的第一绕组(例如初级绕组)341和第二绕组(例如次级绕组)342。如图3所示，电源转换器300的输入被耦接以接收输入电压V_IN 310。通过能量传递元件340将能量传递到参考次级地/参考351的输出电路系统350，所述次级地/参考351与初级地/参考301隔离。如图1中所描绘的，输出电路系统350可以包括整流二极管、输出电容器和耦接到输出以接收输出电压V_O和输出电流I_O的负载。

在所描绘的实施例中，开关元件330包括BJT并且耦接到能量传递元件340的第一绕组341。控制器320被耦接以用来自控制器320的端子BD 327的基极驱动信号来控制BJT开关330的切换，以响应于在控制器320的端子322接收的反馈FB信号而控制通过能量传递元件340从电源转换器的输入到电源转换器的输出的能量传递。在一个实施例中，电源转换器300的输出量可以由输出电压V_O、输出电流I_O或它们的组合来代表，如图1中的实施例所示。

能量传递元件(例如变压器)340的磁芯上的第三绕组(例如辅助绕组)343通过整流二极管D_AUX 345和滤波电容器C_AUX 348在控制器320的供给端子(例如旁路引脚)BP 325两端产生供给电压，该供给端子参考初级地/参考301，耦接到控制器320的GND端子321。在一个实施例中，响应于从辅助绕组343上的非整流电压获取的反馈信号调整输出，该辅助绕组耦接到控制器320的反馈端子FB 322。与图1的示例图相比，在图3例示的示例图中，没有按比例缩小的电阻分压器，并且FB信号是基于初级绕组对辅助绕组的匝数比(例如N_WAUX/N_W1)并且直接耦接到控制器端子FB 322。

BJT开关元件330的发射极端子和基极端子分别耦接到控制器320的端子ED 326和BD 327。在BJT开关元件330的导通时间期间，BJT集电极电流335传导通过控制器320的ED端子326并且通过内部开关388，所述内部开关可以耦接到控制器320的地端子GND 321。集电极电流通过初级侧返回线路，并且被感测为通过感测电阻器R_CS 336的电流337。

如上文关于图1所述，施加到控制器320的端子CS 328的在电阻器R_CS 336上感测到的初级侧返回线路电流337示出为相对于初级地的负信号，所述负信号在图4A中例示为信号V_CS 460A以及在图4B中例示为V_CS 460B。

如图3所描绘的实施例所示，控制器320处理代表电源转换器300的各种参数的多个感测的和接收的输入信号，并且产生控制信号BD 327以控制BJT开关元件330的接通状态和断开状态从而以闭环的形式调整电 源供给的输出。从辅助绕组343接收端子FB 322上的FB信号，该FB信号在该实施例中是非整流AC脉冲信号，例如在图4A中示出为FB信号470A，以及在图4B中示出为FB信号470B。在当BJT导通的接通时间期间，由于辅助绕组343关于初级绕组341呈反相，辅助绕组343中的感应电压是负的，并且代表输入电压。监测的输入电压的比例因子可以用V_IN*N_WAUX/N_W1表示，其中N_W1是初级绕组的绕线匝数的数值，以及N_WAUX是辅助绕组的绕线匝数的数值。

在接通时间期间，次级电流被反向偏置输出二极管阻断，该反向偏置输出二极管例如在图1中被例示为D1 152。然而，磁芯中增加的磁通量存储了能量，并且当BJT开关断开或停止导通时，输出二极管将被正向偏置以将存储的能量传递到输出负载，所述输出二极管例如在图1中被例示为D1 152。FB端子322上的信号在BJT断开时间期间(例如，当输出二极管D1 152导通时)代表缩放的输出电压V_O*N_WAUX/N_W2，其中N_WAUX是辅助绕组匝数的数值，以及N_W2是次级绕组匝数的数值。

控制器320中的输出调整器块360从端子FB 322接收AC反馈信号并且提取代表输出电压的正半周期来调整输出。来自输出调整器块360的信号361被耦接以被BJT控制单元380接收。在一个实施例中，BJT控制单元380被耦接以响应于信号361而控制BJT驱动器390中的开关384、386和388的接通和断开时序。认识到，接通时间(例如，占空比控制，PWM)或者切换周期(例如，频率控制，PFM)可以被控制以实现相对于负载和输入电压变化的调整的输出。

BJT驱动器390从控制器320的端子BP 325接收V_CC总线391上的供给电压，该端子BP耦接到在C_AUX电容器348两端的整流辅助电压。从V_CC总线391通过受控的电流源382产生基极驱动电流I_BD，该电流源由来自BJT控制单元380的信号381控制。在一个实施例中，电流源382是提供从零到期望的基极驱动电流I_BD水平的可变电流的可变电流源。由来自BJT控制单元380的信号Q_BA 383控制的开关384通过节点M 392以及通过BD端子327将I_BD电流导通到BJT 330的基极。在一个实施例中，开 关384在其中电流源382从零到期望的基极驱动电流I_BD可变的实施例中是可选的。控制信号Q_BA 383的脉冲宽度限定了到BJT开关330的基极电流的持续时间。跨过节点M 392到地GND 321的开关386由信号Q_BG 385控制，并且可以将BJT 330的基极耦接到GND 321以在断开时为BJT的存储电荷提供放电通道。来自节点M 392的BJT驱动信号耦接到控制器320的端子BD 327。BJT 330的发射极耦接到控制器320的端子ED 326，并且通过开关388，BJT 330的发射极耦接到GND 321。

通过来自BJT控制单元380的信号Q_EG 387来控制开关388。控制信号Q_EG 387是信号Q_BG 385的补充。对于开关386处于打开的持续时间，开关388保持闭合并且使BJT电流335导通至初级返回线路上的电流感测电阻器R_CS 336。在电阻器R_CS 336两端的感测电流被施加到端子CS 328。输入电流I_IN峰值调整器块373接收感测电流并且在每个切换循环对照预定的电流限制阈值限制峰值电流以产生信号Coff_Ref 375，该信号是作为集电极断开的参考。

电流比较器376的正输入374上的信号Coff_Ref 375被与电流比较器的负输入上的感测电流377相比较，并且产生可以用于限定存储时间的持续时间的信号Coff 378。Coff信号378被反馈到存储时间调整器块368的第二输入。存储时间调整器块368处理两个输入信号(t_ref367和Coff 378)的组合，并且产生信号Boff_Ref 369，该信号Boff_Ref 369是用于基极断开的参考信号。在通过信号Q_BA 381(在图4A中例示为Q_BA 410A)变低而断开基极开关384之后，集电极电流继续上升直到信号Q_EG 387(在图4A中例示为Q_EG 430A)命令断开发射极开关388(在图4A中例示为时刻tst1 454A)。

存储时间参考信号t_ref367是响应于电源转换器的输入电压而产生的。信号t_ref367动态地表示输入电压以通过存储时间调整块368调整存储时间。信号Coff 378可被用于限定存储时间，该存储时间表示在BJT的结完全断开之前BJT的结中存储的电荷所需的放电时间。在所述的实施例中，通过根据本发明的教导的信号Coff来限定和测量BJT存储时间。存储时 间的起始点为已经通过信号Q_EG 387变低而断开发射极开关388的时刻，该起始点在图4A中以信号430A示出并且由图4A中曲线图450A中的交叉点tst1 454A表示。在存储放电间隔期间(如图4A中参考数字447A所表示的)，由于通过开关386(该开关通过图4A的曲线图420A中的信号385Q_BG变高而断开)的基极放电电流，集电极电流450A继续直到在交叉点455A出现的时刻tst2，如图所示在该时刻所述集电极电流450A朝零折回。

认识到，当断开发射极驱动开关388时，通过使信号Q_BG 385变高(在图4A中以信号420A表示)同时导通基极到地开关386，以使BJT 330结存储电荷放电。当开关388断开发射极电流通路时，仅在存储时间周期(在图4A中以参考数字447A表示)之后，BJT 330才可以完全断开。通过在时刻tst1 454A到时刻tst2 455A之间Coff_Ref 453A和集电极电流450A的交叉表示存储时间，在所述时刻tst2 455A集电极电流朝零折回。

信号“Boff_Ref”369耦接到比较器370的正输入。负输入接收感测的集电极电流作为端子CS 328上的电压信号V_CS。只要感测的电流信号V_CS比Boff_Ref 369低，比较器370的输出信号Boff 372将为逻辑高，并且感测的集电极电流信号V_CS一遇到Boff_Ref 369，比较器370的输出信号Boff 372就降到逻辑低以断开基极电流。

通过V_IN模型块362接收从端子FB 322获得的AC反馈信号，如图3中所示，该V_IN模型块与输出调整器块360并行耦接。由V_IN模型块362产生的输入电压的模型通过驱动器363缓存。输入电压的建模可以与提取信号FB 322的负部分一样简单，或者在另一个实施例中通过在负部分期间强制使得示例控制器320的电流输出将信号FB 322节点保持为零，并且测量强制电流作为输入电压的代表。然后可以通过采样锁存块364锁存采样的输入电压。认识到，虽然在图3的示例控制器中描述了采样锁存块364，但是该采样锁存块是可选的，并且在其他实施例中，控制器也可以在没有锁存采样的输入电压的情况下起作用。从采样锁存块364输出的信号365代表输入电压，并且该信号被耦接以被存储时间参考块366接收。 存储时间参考块366产生由存储时间调整器块368接收的t_ref信号367。

在一个实施例中，可以在集成电路(IC)中实现控制器320，并且BJT 330开关元件也可以单片地或非单片地(例如混合地)包括在同一IC中。

图4A和图4B分别例示了由图3的不同功能块在低输入线电压和高输入线电压产生的采样波形，以阐明根据本发明的教导的相对于输入电压变化的BJT存储时间的动态测量和调整。为了避免重复，以下仅说明图4A的曲线图400A中的低输入线电压波形的描述。然而，认识到，对于图4A的曲线图400A和图4B的曲线图400B的全部说明本质上是类似的，除了对于高输入线电压针对相同电源电平的BJT导通时间(例如接通时间)比在低输入线电压下的BJT导通时间短。

在图4A中所述的实施例中，曲线图400A是由用于BJT驱动器的控制器块使用的控制信号的波形，该控制器块具有根据本发明教导相对于输入线电压变化对存储时间参考的动态调整。曲线图Q_BA 410、Q_BG 420和Q_EG 430示出了BJT驱动器390内部的用于开关384的控制信号(例如，图3中的信号Q_BA 383)、开关386的控制信号(例如，图3中的信号Q_BG385)和开关388的控制信号(例如，图3中的信号Q_EG 387)。每个信号的逻辑高意味着开关是接通的(例如，闭合的)以及逻辑低意味着开关是断开的(例如，打开的)。

基极电流I_B 440A的曲线图例示了来自受控的电流源382并且通过开关384的BJT基极电流，该曲线图示出了442A和444A部分中的正注入基极电流。在存储时间期间BJT结中存储的电荷的放电电流在基极电流I_B440A的曲线图中被示出为负部分447A，该放电电流例示了如曲线图Q_BG430A中表示的通过开关386的电流。

集电极电流I_C 450A的曲线图示出了在正方向上的BJT集电极电流，以及电流感测V_CS 460A的曲线图示出了在初级返回线路上的感测电阻器两端测量的感测电流信号V_CS，该感测电流信号相对于初级侧控制器地为负。应认识到，集电极电流I_C波形450A上并且因此在电流感测信号V_CS 460A上的接通电流尖峰457A或467A可能会主要由于变压器绕组的寄生/杂散电容而发生。

在集电极电流I_C 450A的曲线图中，例示了与BJT集电极电流相比较的基极开关断开(例如，Boff_Ref,451A)和集电极开关断开(例如，Coff_Ref,453A)的参考阈值，该BJT集电极电流是接通时间上升斜坡电流。这些参考或阈值Boff_Ref 451A(例如，图3中的Boff_Ref 369A)和Coff_Ref453A(例如，图3中的Coff_Ref,375)限定了用于BJT驱动器的切换信号。在图3中，BJT驱动器390通过BJT控制单元380产生分别用于BJT驱动器开关384、386和388的切换信号Q_BA 383、Q_BG 385和Q_EG 387。应该提到在根据本发明的教导的一个实施例中，脉冲宽度492A是受控变量。例如，在一个实施例中，通过调制和改变Boff_Ref 451参考来控制脉冲宽度492A。Boff_Ref 451参考确定曲线图Q_BA 410A中的脉冲宽度412A，该脉冲宽度进而确定开关383的接通时间和传递到BJT基极的电荷数量。传递到BJT基极的电荷量进而确定所需的放电时间(例如，部分447A)，以及信号Coff 490A确定492A的脉冲宽度。信号Coff 490A被调整成使得脉冲宽度492A与存储时间参考t_ref495A的脉冲497A相等。

FB信号470A的曲线图例示了FB AC信号，在该FB AC信号中，负半周期472A代表输入线电压，以及正半周期474A给出输出反馈信息。如果BJT操作处于DCM，在输出电流降到零之后，该输出电流保持接近为零476A直到下一个切换周期开始。

变压器通量Φ480A的曲线图是变压器磁通量的例示。在BJT导通周期(例如，接通时间)的第一个半周期期间，变压器通量Φ480A具有上升的斜坡，以及在第二个半周期，当将能量传递到输出时，变压器通量Φ480A具有下降的斜坡。DCM操作中，在第二个半周期结束时，当输出电流降到零并且停止能量传递时，变压器通量Φ480A保持接近为零。认识到，尽管在曲线图470A或480A中未示出，当停止能量传递时，由于寄生电容的谐振充电/放电可以观察到一些空载振荡。

电流感测参考Boff 485A的曲线图示出了用于基极电流断开的电流感 测参考信号Boff，只要BJT集电极电流I_C或感测电流信号V_CS在负方向上比Boff_Ref阈值高，则电流感测参考Boff 485A变为逻辑高。

Coff 490A的曲线图示出了集电极电流断开信号Coff并且表明集电极电流已经达到指定的峰值电流阈值Coff_Ref。Coff信号490A的脉冲宽度是存储时间的度量。只要BJT集电极电流I_C或者感测电流信号V_CS在负方向比Coff_Ref阈值高(例如，在tst1 454A和tst2 455A之间的持续时间492A)，则这个Coff信号变为逻辑高。

存储时间参考t_ref495A的曲线图表示具有脉冲宽度497A的存储时间参考t_ref。这个信号是响应于电源转换器的输入电压而产生的(例如，通过图3中的块362、363、364和366)。在每个切换周期，响应于输入电压模型的锁存值，信号t_ref495A(例如，图3中的t_ref367)通过存储时间调整器块368产生信号Boff_Ref 451A，该信号Boff_Ref 451A是基极断开参考阈值，以调整基极断开和传递到BJT基极的电荷量从而实现具有最少断开损失的BJT电源开关的最佳切换。由tst1 454A和tst2 455A之间的BJT集电极电流Ic 450A比Coff_Ref参考阈值453A高的时间间隔(例如，持续时间492A，信号Coff 490A为高)来限定放电时间或存储时间。在每个切换周期，放电时间跟随(例如，保持等于)t_ref脉冲持续时间497A。

在操作中，参照图3和图4A，在每个切换周期T_SW 410A中，信号410AQ_BA在切换周期开始时为逻辑高，并且开关384是闭合的从而通过控制器320的节点M 392和端子BD 327将基极驱动控制电流I_BD 382传导到BJT开关330的基极。通过来自BJT控制单元380的信号381控制基极电流I_BD 382的量。当Q_BA 410A信号为逻辑高(例如，开关384为闭合的)时，Q_BG 420A信号为逻辑低(例如，开关386为打开的)以防止来自BJT330的基极的任何放电。Q_EG 430A信号保持逻辑高并且开关388为闭合的以通过感测电阻器336将集电极电流335或其等效电流337导通到返回线路。

基极电流由信号I_B 440A表示，其中基极电流的量在每个BJT开关接通时间开始时变到较高电平并持续一段时间442A以覆盖结电容浪涌充 电。在结电容浪涌之后，基极电流降到较低电平并持续BJT接通时间的剩余时间444A。在持续时间412A结束时，Q_BA 410A信号从高降到低。基极驱动电流断开(即曲线图410A上持续时间412A结束)是由在集电极电流I_C 450A的曲线图上的集电极电流I_C 450A和Boff_Ref 451A(图3中的Boff_Ref 369信号)的交叉点452A限定的。从这一点，没有电流被注入到BJT基极，例如信号Q_BA变低、开关384打开并且基极电流I_B 440A降到零所示。然而，由于BJT存储的电荷，集电极电流I_C 450A继续上升并持续446A时间段直到与Coff_Ref 453A(在图3中为信号375)的交叉点454A。交叉点454A由输入电流峰值调整器(如图3中所述的I_IN峰值调整器块373)限定。从这一点，BJT结中的存储的电荷开始放电，并且基极电流440A变为负并持续放电持续时间447A。放电持续时间447A由从时刻tst1(454A)到时刻tst2(455A)的持续时间限定。

时刻tst1 454A是当Q_BG 420A信号和Q_EG 430A信号改变它们的状态的时刻，即当Q_BG从低变到高从而使开关386闭合，并且Q_EG从高变到低从而使开关388打开的时刻。然而，由于存储电荷通过开关386放电，集电极电流450A继续增加到Coff_Ref 453A以上直到放电时间结束，在该时刻集电极电流折回下降朝向零。时刻tst2 455A是BJT结中的所有存储电荷已经放电并且集电极电流450A已经降回到低于Coff_Ref 453A的时刻。认识到，电流感测信号Vsc 460A(其为图3中在感测电阻器336两端的集电极电流337的压降)仅为集电极电流450A的负表示。

在时刻tst1 454A，比较器376的输出(其为图3中的Coff 378信号)变高直到时刻tst2 455A，在该时刻tst2所述输出降回到逻辑低。信号Coff490A的脉冲宽度492A动态地跟随或者保持等于存储时间参考信号t_ref495A的脉冲宽度497A，所述存储时间参考信号表示所需的放电时间并且提供对根据本发明的教导在每个切换周期调节BJT存储时间的简单动态且精确的度量。

和图4A类似，图4B也例示了由图3的不同功能块产生的采样波形。具体地，图4A例示了在低输入线电压下的采样波形，而图4B例示了在 高输入线电压下由图3的不同功能块产生的采样波形。认识到，图4B例示的采样波形的描述类似于关于图4A提供的描述，除了对于高线输入电压，，在图4B的采样波形中与BJT相关的导通时间和存储时间在高线输入电压比低线输入电压下更短。

还认识到，为了简洁，关于图4A和图4B中例示的曲线图，没有例示出任何寄生振荡，并且在其他示例中，由于电路板上寄生电容和电感的共振可能出现寄生振荡，这可能引起一些接通和断开振动。

本发明的例示实施例的上述描述，包括摘要中所描述的内容，不旨在对公开的确切形式的穷举或限制。虽然为了例示的目的在此描述了本发明的具体实施方案和实施例，但是在不背离本发明的较广泛的精神和范围下，能够有各种等同的修改。实际上，认识到，具体的示例电压、电流、频率、功率范围值、时间等都是为解释的目的而提供，以及也可以在根据本发明的教导的其他实施方案和实施例中使用其他值。