一种可实现功率因子自动校正的电压转换电路的制作方法

本发明主要涉及电压转换电路，确切地说，提出了一种可实现功率因子自动校正的降压型电压转换电路，采用了更加灵活的不带模拟乘法器的功率因子校正PFC技术，且PFC的实现方式更简单，稳定特性更好。

背景技术：

功率因数校正(PFC)是在20世纪80年代发展起来的一项技术，它的发展源于离线开关电源的迅速发展，PFC电路对离线电源的输入电流波形进行整形，使交流输入电流波形完全跟随交流输入电压波形，即使输入电流电压同频同相，以使从电源吸取的有功功率最大化。理想情况下，负载应该表现为一个纯电阻负载，电器吸收的反射功率为零，电流时输入电压的完美复制品且与输入电压同相。PFC电路不仅仅提高线路或系统的功率因数，更重要的是可以解决电磁干扰和电磁兼容的问题。采用PFC技术的另外原因是为了符合欧美最新的电气设备要求。

功率因数校正可以简单地定义为有功功率与视在功率之比，即当线路电压和电流均为正弦波且二者相位角为时，功率因数PF即为现在很多家用电器的既有电阻又有电抗的阻抗负载，会使电压与电流之间存在相位角这类电感性负载的功率因数较低，使得输出大量的无功功率，致使输电效率降低。为提高负载功率因数，往往采用补偿措施。PFC分无源功率因数校正(PPFC)和有源功率因数校正(APFC)两种类型，目前流行的是有源功率因数校正技术。

参见图1，无源PFC电路工作原理如图1所示，V_AC电压正弦波电压有零变化四分之一周期内，整流器的二极管VD2和VD3导通，电流对电容C1并经过二极管VD6对另一个电容C2充电。交流市电V_AC达到峰值V_P后下降，此时电容C1和C2上电压相同均为1/2×V_P，电容C1通过负载和二极管VD5开始放电。当V_AC电压幅值小于1/2×V_P时，电容C2通过二极管VD7和负载放电。当V_AC瞬时值低于无源PFC电路电压时，二极管VD2和VD3截止，此时输入电流I_AC出现死区。如果在负半周的阶段V_AC电压高于输出电压时，二极管VD1和VD4就会正向偏置导通，电容C1和C2再次被冲电，从而出现和正半周期类似的工作情况。

参见图2，可见采用无源PFC电路，整流二极管导通角度增大，功率因数可达0.9左右，总谐波失真THD约为28％-30％，且这种方法结构简单低成本。但是由于无源滤波器是通过在电力系统中为谐波提供一个并联低阻抗通路以起到滤波作用，其滤波特性由系统和滤波器的阻抗之比决定，容易和系统发生并联谐振导致谐波放大，使滤波器过载甚至烧坏。直流输出电压的纹波相对比较大，要求更高的功率因数并不能完全达到要求，所以业界的技术人员更多的采用了有源PFC方案。

有源功率因数校正与无源功率因数校正相比具有平滑的交流输入波形，具有较小的高频谐波电流成分。还具有良好的直流输出稳定性，在各种条件下都不会自激。也具备高功率因数而且PF值高达0.99以上。并且具有较低的总谐波失真，THD小于10％。还具有较宽的输入电压范围可达90-270V，磁性元件体积较小等。

有源功率因数校正的主要缺点是电路复杂成本高。有源PFC电路拓扑主要有：降压式(Buck)、升/降压式(Buck/Boost)、反激式(Fly-back)、升压式(Boost)等。降压式结构因功率开关管直接和整流桥的输出相连，使得开关管的噪声直接影响电网，滤波困难且功率管上的电压应力大，且控制功率管的驱动电平是浮动的，驱动电路复杂。升/降压式结构须用两个功率开关管，且有一个功率开关管的驱动控制信号浮动电路复杂，较少采用。反激电路结构输出与输入隔离，输出电压可以任意选择，采用比较简单的电压型控制，但是由于反激电路自身的限制，一般用于150W以下的小功率场合。升压式拓扑结构较简单，方便使用电流进行控制。

有源功率因数校正电路可以使用多种控制方法。根据电感电流是否连续，可分为连续导通模式(CCM)、临界导通模式(BCM)、不连续导通模式(DCM)。根据检测电流不同，可分为峰值电流控制、滞环电流控制和平均电流控制。

参见图3，是传统的使用乘法器的临界导电PFC实现方式，工作过程如下：交流输入电压V_IN经桥式整流后通过电阻R11和R12分压取样作为乘法器的一个输入信号，而输出电压V_OUT的反馈信号V_FB和基准电压V_REF经过误差放大器后得到V_COMP，误差放大器的这个输出电压V_COMP作为乘法器的另一个输入信号其中，反馈信号V_FB是通过分压器电阻R13和R14对输出电压V_OUT的分压值。乘法器的输出信号V_MULT将跟随整流后的正弦电压V_IN变化，而且还被用作输入电压参考。此信号V_MULT之后与电流波形信号有一个电流比较器进行比较，比较结果通过逻辑单元LOGIC将输出信号耦合到开关管的栅极控制开关管的关断或接通。参见图4所示，开关管开通时，电感电流斜升，直到分路上的信号达到乘法器输出电压号V_MULT。此电平比较器翻转并改变状态关断功率管，断开后电流斜降为零。零电流检测电路测量电感两端的电压，当电流达到零时，测量的电压也会降到零，导致开关再次接通电流在此斜升。

技术实现要素：

本申请基于降压型的平均电流控制模式驱动电路(例如负载为LED的驱动电路)的功率因子校正PFC实现技术，通常，在驱动LED的驱动电路应用中既要求高PF值又要求输出电流恒定，因为LED是电流控制型元件，需要恒流控制。

本申请采用的PFC技术没有采用常规的乘法器方法跟随母线电压变化，而是直接对输出电流采样并对其取平均。而且通过采样输出电流取平均的方法，同时实现了高PF值与输出电流的恒定。本文的申请基于有源功率因数校正技术，相比于传统的带乘法器的PFC电路，本申请采用了一种更加灵活的不带模拟乘法器的PFC实现技术，且PFC电路实现方式更简单，稳定特性更好。

本申请涉及一种可实现功率因子自动校正的电压转换电路，交流电通过整流器整流后的脉动电压作为一个输入电压，一个降压电路的主开关管的第一端接收输入电压而第二端与一个参考地节点之间连接有一个续流元件，且降压电路的电压输出节点与主开关管的第二端之间串联有一个感应电阻和一个电感；

该感应电阻与该电感之间的一个互连节点定义为浮置地节点，在主开关管的第二端与该浮置地节点之间撷取该感应电阻两端的采样电压，并且一个误差放大器将该采样电压和一个参考基准电压比较放大后输出在一个第一电容上，其中第一电容连接在误差放大器的输出端和该浮置地节点之间；

第一电容上的平均电压值和一个振荡器输出的锯齿波通过一个脉冲宽度调制比较器进行比较，产生的脉冲宽度调制信号耦合到主开关管控制端，使主开关管在每个开关周期内的导通时间保持恒定。

上述电压转换电路，整流器的输出端和参考地节点之间连接有一个输入电容，交流电通过整流器整流后先通过输入电容滤波后再得到脉动电压。

上述电压转换电路，脉冲宽度调制信号和一个保护电路输出的保护信号同时输入至一个逻辑单元，只有在脉冲宽度调制信号和保护信号同时具有第一逻辑状态时，逻辑单元的输出结果才具有第一逻辑状态并驱动开关管接通。

上述电压转换电路，还有一个电流过零检测单元输出的电流检测信号同时也输入至该逻辑单元，只有在脉冲宽度调制信号、保护信号和电流检测信号三者同时具有第一逻辑状态时，逻辑单元的输出结果才具有第一逻辑状态并驱动开关管接通；或者

上述电压转换电路，还有一个电流过零检测单元输出的电流检测信号同时也输入至该逻辑单元，只有在脉冲宽度调制信号和电流检测信号两者同时具有第一逻辑状态时，逻辑单元的输出结果才具有第一逻辑状态并驱动开关管接通；其中

电流过零检测单元在监测到电感电流趋于反向时，则电流过零检测单元降低电流检测信号在每个开关周期内的占空比。

上述电压转换电路，电感的第一端与感应电阻相连在该互连节点，电感的相对第二端与浮置地节点连接有一个分压器；

电流过零检测单元从分压器中撷取一个分压，并通过对比该分压与浮置地节点的电位来监测电感电流是否发生了反向。

上述电压转换电路，逻辑单元输出的结果通过一个驱动电路增加驱动能力之后再将驱动电路的输出信号耦合到主开关管的控制端。

上述电压转换电路，输入电压V_IN＝V_P×sin(ωt)，其中V_P为交流电经过整流后的半波峰值，而ω是半波波形的角速度，t是时间；以及

流经电感的电流i_LP＝V_P×T_ON×sin(ωt)/L，其中T_ON是主开关管在每个开关周期内的导通时间，L是电感值。

上述电压转换电路，流经电感的电流i_LP＝I_LP×sin(ωt)，流经电感的电感峰值电流的最大值I_LP＝V_P×T_ON/L，设置导通时间T_ON恒定从而将电感电流峰值钳制成为一个正弦函数，I_LP随输入电压V_IN呈正弦波变化并藉此实现功率因子的自动校正。

上述电压转换电路，I_LP表示电感峰值电流的最大值，可知当T_ON恒定时电感电流峰值I_LP也是一个正弦函数。

上述电压转换电路，降压电路的输出平均电流I_{OUT_AVG}大小由采样电阻的电阻值R_CS与参考基准电压的值V_REF确定：

I_{OUT_AVG}＝V_{SENSE_AVG}/R_CS≈V_REF/R_CS。

上述电压转换电路，在近似计算中，采样电阻两端的采样电压V_SENSE的一个平均电压值V_{SENSE_AVG}和V_REF的值基本近似相等。

上述电压转换电路，续流元件是连接在主开关管第二端和参考地节点之间的一个同步开关或二极管；

续流元件为同步开关时，同步开关与主开关管在每个开关周期内交替接通，并且它们不能同时接通，以便主开关管在每个开关周期内关断时同步开关可以为电感续流；

续流元件为二极管时，二极管阳极连到参考地节点而阴极连到主开关管第二端，以便主开关管在每个开关周期内关断时二极管可以为电感续流。

上述电压转换电路，该电路架构的工作原理为：固定功率管的开启时间，使电感电流峰值随输入电压变化，并且功率主开关管导通时间T_ON内输入电流I_IN与流过电感的电流I_L相等，所以输入电流I_IN也会随输入电压呈正弦波变化，从而实现PFC的功能。具体工作过程如下，电阻R_CS采样电感电流，能够检测出电感电流的上升与下降过程，V_SENSE电压为电阻R_CS的采样电压，误差放大器将V_SENSE与V_REF电压比较放大后输出，误差放大器外置一个大电容C_COMP，电容C_COMP将采样的输出电感电流取平均值，保证取平均撷取的平均电压值V_COMP基本不变，使系统的开关导通时间T_ON基本保持不变。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见：

图1是无源PFC电路的基本原理。

图2是图1中无源PFC电路的输入电压电流波形。

图3是传统带乘法器的PFC电路。

图4是图3的PFC电路的临界导通BCM模式下输出电感电流。

图5是本发明的可自动实现功率因子校正的电压转换电路。

图6是图5的电压转换电路输入电压电流波形。

具体实施方式

参见图5，本申请涉及的可实现功率因子自动校正的BUCK型电压转换电路，交流市电AC通过桥式整流器101整流后的脉动电压作为一个输入电压V_IN，整流器101中二极管DH₁和DH₂串接在一个参考地节点N_GND和一个整流器101的输出节点N_I之间，二极管DH₃和DH₄串接在参考地节点N_GND和输出节点N_I之间。二极管DH₁～DH₃两者的阳极连到参考地节点N_GND，二极管DH₂～DH₄两者的阴极连到输出节点N_I。交流市电AC从二极管DH₁的阴极与DH₂的阳极相连的一个互连点和从二极管DH₃的阴极与DH₄的阳极相连的另一个互连点处输入至整流器101，整流器101从输出节点N_I处输出一个整流后的脉动电压。整流器101的输出端节点N_I和参考地节点N_GND之间连接有一个输入电容C_IN，交流市电AC通过桥式整流器101被整流后先通过输入电容C_IN滤波后再得到脉动电压，电容C_IN可滤除高频干扰纹波。

参见图5，一个BUCK型电压降压电路主要包括一个主开关管M_SWI和一个续流二极管D_LOW，注意还可以被替换成一个同步开关，也就是说主开关管M_SWI相当于BUCK电路的一个高端功率开关而续流二极管D_LOW(或者同步开关)则相当于相对应地一个低端续流元件，在主开关管M_SWI接通的阶段输入电压V_IN从流向负载而在主开关管M_SWI关断的阶段电流从低端续流元件继续持续流向负载，BUCK型电压降压电路的每个开关周期都如此循环，从而利用输入电压V_IN向负载提供工作电压和/或电流。

参见图5，主开关管M_SWI的第一端(例如NMOS管的漏极)接收输入电压V_IN而第二端(例如NMOS管的源极)与参考地节点N_GND之间连接有一个续流元件(图5中是以续流二极管D_LOW为例)，且BUCK降压电路的电压输出节点N_O与主开关管M_SWI的第二端之间串联有一个感应电阻R_CS和一个电感L。BUCK降压电路的输出电压V_OUT输出在输出节点N_O处，从而为负载R_L或其他负载提供工作电压。通常还会在输出节点N_O与参考地节点N_GND之间连接一个输出电容C_OUT来稳定输出电压V_OUT减小纹波。

参见图5，主开关管M_SWI和续流二极管D_LOW互连于一个中间节点N_M，注意是续流二极管D_LOW的阳极连到参考地节点N_GND而阴极则连到中间节点N_M。另外，如果续流二极管D_LOW被一个同步开关取代，则同步开关的第一端连到中间节点N_M而第二端则连到参考地节点N_GND。感应电阻R_CS和一个电感L串联在中间节点N_M(中间节点N_M也即主开关管M_SWI的第二端)与输出节点N_O之间，感应电阻R_CS的一端连到中间节点N_M，感应电阻R_CS的相对另一端与电感L的一端相连于一个互连节点N_S，电感L的相对另一端连到输出节点N_O，互连节点N_S在本申请中被定义为浮置地节点N_REF，值得注意的是浮置地节点N_REF(floating GND)的电势与参考地节点N_GND(reference GND)的电势分别是相对独立的电势，它们的电位并不相同，参考地节点N_GND又可以认为是整个BUCK电路的系统地电位。

参见图5，考虑到感应电阻R_CS连接在中间节点N_M与浮置地节点N_REF之间，所以在中间节点N_M探测得到的电压值基本上等于横跨在感应电阻R_CS两端的相对于浮置地节点N_REF的采样电压，本申请的一个方案就是在主开关管M_SWI的第二端(节点N_M处)与该浮置地节点N_REF之间撷取感应电阻R_CS两端的采样电压V_SENSE。一个误差放大器103将该采样电压V_SENSE和一个参考基准电压V_REF比较放大后，误差放大器103的结果输出在一个第一电容C_COMP上，其中第一电容C_COMP连接在误差放大器103的输出端和该浮置地节点N_REF之间。第一电容C_COMP上的平均电压值和一个振荡器102输出的锯齿波通过一个脉冲宽度调制比较器104进行比较，产生的脉冲宽度调制信号PWM耦合到主开关管M_SWI的控制端如栅极，目的是使主开关管M_SWI在每个开关周期内的导通时间T_ON保持恒定。该BUCK电路架构的工作原理为固定功率开关管M_SWI的开启时间，使电感L的电感电流峰值随输入电压V_IN的变化而变化，且在功率开关管M_SWI的导通时间T_ON内降压BUCK电路的输入电流I_IN与流过电感L的电流I_L相等，所以输入电流I_IN也会随着输入电压V_IN呈正弦波变化，从而实现PFC功能，此时可认为输入电流I_IN与电压V_IN基本同频同相，以使从交流电源AC吸取的有功功率最大化。具体工作机制过程如下：该感应电阻R_CS采样电感L的电感电流，V_SENSE表征了电感电流I_L，相当于能够检测出电感电流的上升与下降过程，误差放大器103将采样电压V_SENSE与基准电压V_REF进行比较放大后输出，误差放大器103输出的电压保持在第一电容C_COMP上。误差放大器103的输出端外置一个大电容也即第一电容C_COMP，也即将采样的输出电感电流取平均，保证第一电容C_COMP的第一端上的平均电压值V_COMP不变，第一电容C_COMP的第一端耦合在误差放大器103输出端以及其相对的第二端连在浮置地节点N_REF，从而使主开关管M_SWI在每个开关周期导通时间T_ON基本保持不变。

参见图5，虽然脉冲宽度调制信号PWM可以直接决定主开关管M_SWI的接通或关断状态，但是在一个可选非必须的实施例中，脉冲宽度调制信号PWM并没有直接耦合到主开关管M_SWI的控制端，实际上，脉冲宽度调制信号PWM先和一个保护电路107输出的保护信号S_P同时输入至一个逻辑单元105，逻辑单元105可以带有各种逻辑门。譬如只有满足调制信号PWM和保护信号S_P同时具有第一逻辑状态(如高电平)时，该逻辑单元105输出的信号才会接通主开关管M_SWI，而如果保护信号S_P为第二逻辑状态(如低电平)时，无论调制信号PWM是高电平还是低电平导致逻辑单元105输出的信号都无法接通主开关管M_SWI。保护电路107有多种保护机制，本申请以作为示范但不构成限制的实施例来阐释这点。例如保护电路107可以具备欠压保护功能和过压保护功能，对整个电压转换系统的保护功能主要体现在：当保护电路107的欠压监测模块侦测到电压转换电路的输入电压V_IN过低时，甚至比一个欠压保护阈值还低，则保护电路107触发产生具有第二逻辑状态的保护信号S_P1，使得逻辑单元105的输出信号例如是低电平而无法接通栅极电压在高电平条件下才能导通的主开关管M_SWI，从而关断主开关管M_SWI，防止整个电压转换系统工作在低压状态。还例如，保护电路107的过压监测模块对转换电路的输出电压V_OUT进行监控，一旦当输出电压V_OUT过高时，甚至比一个预定的门槛电压值还要高，则保护电路107触发产生具有第二逻辑状态的保护信号S_P2，使得逻辑单元105的输出信号例如是低电平而无法接通主开关管M_SWI，从而主开关管被关断后能够及时拉低输出电压V_OUT来保护负载R_L。值得注意的是，在本申请内容中，保护电路107的欠压监测模块(Under Voltage Protect)和过压监测模块(Over Voltage Protect)仅仅只是本申请举例说明的范例，保护电路107还可以具有其他的保护功能。总之，只有满足脉冲宽度调制信号PWM和保护信号S_P同时具有第一逻辑状态时，逻辑单元105的输出结果才具有可以驱动开关管M_SWI接通，譬如逻辑单元105的输出为第一逻辑状态。

参见图5，在另一个可选非必须的实施例中，脉冲宽度调制信号PWM并没有直接耦合到主开关管M_SWI的控制端，实际上，脉冲宽度调制信号PWM先和一个电流过零检测单元108输出的电流检测信号S_D同时输入至一个逻辑单元105，逻辑单元105可以带有各种逻辑门。只有满足调制信号PWM和电流检测信号S_D同时具有第一逻辑状态(如高电平)时，该逻辑单元105输出的信号才会接通主开关管M_SWI，而如果电流检测信号S_D为第二逻辑状态(如低电平)时，无论调制信号PWM是高电平还是低电平都会导致逻辑单元105输出的信号都无法接通主开关管M_SWI。电流过零检测单元108的主要作用是检测电感L的电流是否反向发生了电流倒灌的现象。在BUCK型DC-DC转换器中，根据整流方式的不同，可分为同步整流模式和异步整流模式。对于异步整流模式BUCK转换器而言，由于采用二极管D_LOW进行续流，会产生较大的导通损耗并降低系统的效率。而同步整流模式在续流过程中，同步整流管工作于深线性区，导通损耗极低，所以能够极大地提高系统效率。但当工作于轻载状态时，如果同步整流管续流电流为零时不能被及时关闭，则系统效率会极大地降低，而且可能会使系统受损。因此，针对BUCK转换器设计一款高精度、低功耗的过零检测电路是非常有必要的。

参见图5，上文提及只有在脉冲宽度调制信号PWM和电流检测信号S_D同时具有第一逻辑状态时，逻辑单元105的输出结果才驱动开关管M_SWI接通，譬如逻辑单元105的输出为第一逻辑状态。这里电流检测信号S_D在何种条件下为第一逻辑状态，取决于电流过零检测单元108监测到电感L的电流是否反向，在正常条件下电感L的电流应当是从互连节点N_S正向流向输出节点N_O，但是如果发生电流倒灌则电感L的电流可能会从输出节点N_O反向流向互连节点N_S。为了检测电感L的电流是否反向，电感L的第一端与感应电阻R_CS相连在该互连节点N_S，电感L的相对第二端(即L的连到输出节点N_O的那一端)与浮置地节点N_REF之间连接有一个分压器，分压器包括电阻R_D1和R_D2，其中电阻R_D1和R_D2之间的互连点也即分压值采样节点处所采样的分压值反馈输送到电流过零检测单元108。作为一个较简洁的检测方法，电流过零检测单元108可以比较浮置地节点N_REF处的实际电位和电阻R_D1和R_D2之间的互连点处分压值的电位，通常而言，如果电感L的电流为正向则浮置地节点N_REF处的实际电位大于电阻R_D1和R_D2之间的分压电位，相反如果电感L的电流为反向倒灌则会导致浮置地节点N_REF处的实际电位低于电阻R_D1和R_D2之间的分压电位，在趋于发生倒灌事件的电流过零点时刻，可以试图降低电流过零检测单元108输出的电流检测信号S_D在每个周期内降低的占空比，也即相当于逻辑单元105的输出结果的占空比也降低了，所以主开关管M_SWI在每个周期内接通的时间变短而使得输出节点N_O输出的能量减少，来避免电流倒灌。

参见图5，在另一个实施例中，只有在脉冲宽度调制信号PWM、保护信号S_P和电流检测信号S_D三者同时具有第一逻辑状态时，逻辑单元105的输出结果才能够驱动主开关管M_SWI接通，譬如主开关管M_SWI输出信号具有第一逻辑状态驱动主开关管M_SWI接通。同样，在这个实施例中，如果BUCK电路在趋于发生倒灌事件的电流过零点时刻，可以试图降低电流过零检测单元108输出的电流检测信号S_D在每个周期内降低的占空比，也即相当于逻辑单元105的输出结果的占空比也降低了，所以主开关管M_SWI在每个周期内接通的时间变短而减少BUCK电路的能量输出。

参见图5，脉冲宽度调制信号PWM或者逻辑单元105的输出结果的晶体管驱动能力可能不够，为了增加它们的驱动能力，逻辑单元105输出的结果通过一个驱动电路106增加驱动能力之后，再将驱动电路的输出信号耦合到主开关管M_SWI的控制端。对本领域的技术人员而言，驱动电路106属于现有技术，因此不予赘述。

参见图5，在一个实施例中，具有如下的计算关系：输入电压V_IN＝V_P×sin(ωt)，其中V_P为交流电AC经过整流器101整流后的半波峰值，而ω是脉动电压半波波形的角速度，t是时间。流经电感L的电流i_LP＝V_P×T_ON×sin(ωt)/L，其中T_ON是主开关管M_SWI在每个开关周期内的导通时间，L是电感值。

参见图5，流经电感的电流i_LP＝I_LP×sin(ωt)，这里流经电感L的电感峰值电流的最大值I_LP＝V_P×T_ON/L，在本申请中设置导通时间Ton恒定从而将电感电流峰值钳制成为一个正弦函数，所以电感峰值电流的最大值I_LP随着输入电压V_IN呈正弦波变化而随之呈正弦波动并藉此实现功率因子PFC的自动校正。

参见图5，BUCK降压型转换电路的输出平均电流I_{OUT_AVG}大小由采样电阻R_CS的电阻值R_CS与参考基准电压的值V_REF确定，在近似计算中采样电阻两端的采样电压V_SENSE的平均值V_{SENSE_AVG}和V_REF基本相等：I_{OUT_AVG}＝V_{SENSE_AVG}/R_CS≈V_REF/R_CS。从关系式电感峰值电流的最大值I_LP＝V_P×T_ON/L可知当T_ON恒定时电感电流峰值也是一个正弦函数，经过PFC电路整形后的输入电压V_IN和输入电流I_IN波形如图6所示，输入电流I_IN随着输入电压V_IN的变化呈现出正弦波变化，输入电流I_IN跟随V_IN变化，有较好的PF值。

综上所述，由于误差放大器103的输出电压V_COMP直接反映了BUCK电路的输出电流的变化，电压V_COMP与振荡器102输出的锯齿波相比较产生PWM信号在输入电压的一个周期(例如采用作为示范的10mS)内调节导通时间T_ON来控制输出电流大小。当输出电流峰值随输入电压V_IN变大时，误差放大器103输出的V_COMP电压趋于变小；以及当输出电流处于波谷时，V_COMP电压趋于增大，调节导通时间T_ON保证输出整体系统的平均电流大小不变。由上述原理分析得到，外置的电容C_COMP的电容值越大对V_COMP电压周期波动幅值越小，从而系统的输出电流I_OUT波动也就越小，同时V_COMP周期内变化越小，一个时间周期内导通时间越恒定，对高PF值也有帮助。本系统设计中考虑到系统带宽及稳定性，电容C_COMP可以取值1uF。该申请相对于传统有源PFC最大的区别在于它通过对输出电流I_OUT直接采样放大后与锯齿波比较产生PWM控制信号，取代了采样输入电压的方法，并抛弃了利用乘法器使得输出电流跟随输入电压变化。利用误差放大器与外置大电容C_COMP同时实现了高PFC与恒流功能，从而使得电路设计更加的简单可靠，节省了芯片面积，此外不需要采样母线电压减少了外围元器件的应用降低了成本。不需要乘法器，同时实现高PF值及输出恒流功能，电路设计简单，可靠性高，系统成本降低。

以上，通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。