一种开关电源电路的制作方法

本发明涉及电子技术领域，特别地，涉及一种开关电源电路。

背景技术：

传统的开关电源反激电路都是采用电流型控制方案，该方案实现过流保护的方案是通过电流环采样电路采样原边峰值电流的方法实现输出过流保护，当输出负载增加时，流过原边电流采样电路的电流也随之增加，当流过原边电流采样电路电流达到设定保护值时，电流即进入保护状态，该方案存在一个固有的缺陷：即在宽输入电压范围时，输出端过流点是不一致的，例如在输入电压范围为4:1(即输入电压范围为9V-36V)时，如果设定低压(9V输入)时过流点为I1，则高压(36V输入)时过流点可以达到2倍I1，甚至更高。由于高低压输入时过流点差异较大，就给电路设计带了麻烦，特别是器件的选项，为了满足高压过流点设计，选择器件时会选择较大的功率余量和降额，这样造成整个电路的成本增加，不利于产品的市场竞争。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题在于，提供一种开关电源电路，克服现有反激开关电源电路在宽输入电压时输出过流点不一致的问题，实现全输入电压范围内输出过流点一直，从而降低了产品的设计难度和开发成本。

为了解决上述技术问题，本发明实施例提供一种开关电源电路，包括变压器和第一整流电路、主芯片和过流保护电路，所述变压器包括辅助绕组；所述主芯片包括供电引脚和反馈引脚；

所述辅助绕组的第一端连接所述第一整流电路的输入端，所述第一整流电路的输出端连接所述主芯片的供电引脚；

所述过流保护电路包括采样端、采样处理电路、比较判断电路、反馈处理电路和反馈输出端；

所述采样端连接所述辅助绕组的第一端，所述采样处理电路的输入端连接所述采样端，所述采样处理电路的输出端连接所述比较判断电路的输入端；所述比较判断电路的输出端连接所述反馈处理电路的输入端，所述反馈处理电路的输出端连接所述反馈输出端；

所述反馈输出端连接所述主芯片的反馈引脚。

实施本发明实施例，具有如下有益效果：

本发明实施例利用输出绕组的负载越大，辅助绕组的第一端的电压越高的特性，通过采样辅助绕组的第一端上的电压，将辅助绕组的第一端上的电压经比较处理后反馈至芯片的反馈引脚，即当辅助绕组第一端上的电压超出某一阈值时，输出信号至芯片的反馈引脚，使芯片输出及时作出调整，实现因输出绕组负载增大导致电流增大的过流保护。

进一步地，所述采样处理电路包括第一电阻和第二电阻，所述第一电阻的第一端为所述采样处理电路的输入端；所述第一电阻的第二端连接所述第二电阻的第一端，所述第二电阻的第二端接地；所述第二电阻的第一端为所述采样处理电路的输出端。

进一步地，所述采样处理电路还包括电容，所述电容的第一端连接所述第二电阻的第一端，所述电容的第二端连接所述第二电阻的第二端。

进一步方案中，在第二电阻的两端并联电容，滤除电路干扰信号，尤其是高频信号，有效地避免电路发生误动作，提高电路的可靠性。

进一步地，所述比较判断电路包括基准电压提供端和比较器；所述比较器的正相输入端为所述比较判断电路的输入端，所述比较器的反相输入端连接所述基准电压提供端，所述比较器的输出端为所述比较判断电路的输出端。

优选地，所述比较判断电路还包括第一二极管，所述第一二极管的负极连接所述比较器的正相输入端，所述第一二极管的正极接地。

优选实施例中，比较判断电路包括第一二极管，起保护比较器正相输入端的作用。

优选地，所述过流保护电路还包括第二二极管，所述采样处理电路的输出端连接所述比较判断电路的输入端，具体为：所述采样处理电路的输出端通过所述第二二极管连接所述比较判断电路的输入端；其中，所述第二二极管的正极连接所述采样处理电路的输出端，所述第二二极管的负极连接所述比较判断电路的输入端。

优选实施例中，过流保护电路包括第二二极管；通过采样LLC的输出电压来调节前级的反馈电路，从而改变前级变换电路的输出电压，来达到拓宽LLC输出电压范围的效果，而此方法不影响电路的谐振频率，因此对电路的稳定性和效率也不产生影响。

进一步地，所述反馈处理电路包括开关管，所述开关管的控制端为所述反馈处理电路的输入端，所述开关管的第一端为所述反馈处理电路的输出端，所述开关管的第二端接地。

进一步地，所述开关管为NPN型三极管，所述NPN型三极管的基极为所述开关管的控制端，所述NPN型三极管的集电极为所述开关管的第一端，所述NPN型三极管的发射极为所述开关管的第二端。

附图说明

图1是本发明实施例提供的开关电源电路的结构框图；

图2是开关电源电路中过流保护电路的一个实施例的原理图；

图3是开关电源电路中过流保护电路的另一个实施例的原理图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见图1，是本发明实施例提供的开关电源电路的结构框图；本发明实施例提供一种开关电源电路，包括变压器T和第一整流电路D3、主芯片U1和过流保护电路10，变压器T包括辅助绕组N3；主芯片U1包括供电引脚VCC和反馈引脚COMP；

辅助绕组N3的第一端连接第一整流电路D3的输入端，第一整流电路D3的输出端连接主芯片的供电引脚；具体地，第一整流电路D3可以为单个二极管器件，二极管的正极为第一整流电路D3的输入端，二极管的负极为第一整流电路D3的输出端；第一整流电路D3也可以为其他类型整流电路，比如整流桥；

过流保护电路10包括采样端Vf、采样处理电路101、比较判断电路102、反馈处理电路103和反馈输出端Comp；

采样端Vf连接辅助绕组N3的第一端，采样处理电路101的输入端连接采样端Vf，采样处理电路101的输出端连接比较判断电路102的输入端；比较判断电路102的输出端连接反馈处理电路103的输入端，反馈处理电路103的输出端连接反馈输出端；

反馈输出端Comp连接主芯片的反馈引脚COMP。

一般地，开关电源的基本拓扑结构包括变压器、主芯片、主开关管；变压器包括初级绕组、次级绕组和辅助绕组，其中初级绕组是电源的输入部分，次级绕组是输出部分，辅助绕组输出的电压连接主芯片的供电引脚VCC，为主芯片供电；主芯片的输出引脚GATE连接主开关管Q1的控制端，控制主开关管的导通占空比，从而控制次级绕组的输出信号。如图1所示，典型的反激开关电源拓扑结构，变压器T由3个绕组组成，分别为初级绕组N1，次级绕组N2和辅助绕组N3，其中初级绕组N1和次级绕组N2、辅助绕组N3构成反激关系，次级绕组N2和辅助绕组N3构成正激关系；二极管D4是次级绕组的整流管；还包括有输出电压采样反馈电路20，采样输出电压，由光耦发射管U1A反映输出电压信号，光耦接收管U1B将输出电压信号反馈至反馈引脚COMP，主芯片根据采样到的电压信号调整主开关管的占空比，保持输出电压恒定。理论上绕组N1和绕组N2、绕组N3完全耦合的情况下，即耦合系数为1的情况下，辅助绕组输出电压VCC与输出电压Vo的比例等于绕组N2与绕组N3的比例，与绕组N1无关，即VCC/V o＝N 2/N3，且与VCC和Vo的负载无关。但是实际应用中绕组N2和绕组N3并不能达到理论上的完全耦合，即耦合系数小于1，即VCC/Vo不等于N2/N3。在实际电路中为了实现VCC/V o比较接近N 2/N3，要求Vcc和Vo分别带同比例的负载，当Vcc和Vo带不同比例负载时则会表现出下述现象：当Vo所带载比例超过Vcc带载比例时，则绕组N3输出电压Vo1将比设定输出电压Vo低，而绕组N2输出电压Vcc1将比设定的输出电压Vcc高。当Vo所带载比例低于Vcc带载比例时，则绕组N3输出电压Vo1将比设定输出电压Vo高，而绕组N2输出电压Vcc1将比设定的输出电压Vcc低。即表现为两个并联绕组上输出电压受彼此负载大小的影响。而绕组N3作为输出Vo反馈采样端，其输出电压始终是稳定的，故实际电路表现为：绕组N3的输出电压Vo是不会受绕组N2输出端Vcc的负载大小影响，而绕组N2输出端Vcc电压将受绕组N3输出电压Vo的负载大小影响，且表现描述如下：当绕组N3输出电压Vo负载增加时，绕组N2的输出电压Vcc在负载一定的情况下输出电压将会上升，当绕组N3输出电压Vo负载减少时，绕组N2的输出电压Vcc在负载一定的情况下输出电压将会下降。

由上所述，由于绕组N2和绕组N3是并联关系，且绕组之间不能实现完全耦合，两个绕组之间存在交叉调整现象，即作为输出绕组的N3输出端负载大小将影响辅助绕组N2的输出电压，且表现现象为：输出绕组N3输出端负载越大，辅助绕组N2的输出电压越高。另外由于绕组N2上电压与绕组N1上电压无关，即辅助绕组N2上电压与输入电压无关，只与辅助绕组N2和输出绕组N3匝比、输出端电压、输出端负载、辅助绕组VCC本身负载相关，而一个电路中辅助绕组和输出绕组N3是确定，输出端电压和辅助绕组VCC本身负载是稳定的，根据这一特点，可以通过采样辅助绕组N2的输出电压值，实时的反应输出端负载，且可以实现全电压范围内输出过流点一致，解决现有方案中高低压过流点不一致问题，且提高了产品的可靠性，优化设计进而降低了产品的设计成本。

本发明实施例工作过程如下：

当输出端负载达到设定值，辅助绕组电压由于受到输出负载的影响，辅助绕组上电压上升，采样电路采样到辅助绕组上电压后与设定的基准比较，超过设定的基准值后，比较判断电路即判定输出端出现过流现象，通过反馈控制电路拉低主芯片U1的COMP引脚，关断驱动，从而关断整个电路，电路进入保护状态。实现过流保护。

参见图2，是开关电源电路中过流保护电路的一个实施例的原理图；本实施例中，采样处理电路101的输入端连接采样端Vf；包括第一电阻R1和第二电阻R2，第一电阻R1的第一端为采样处理电路101的输入端；第一电阻R1的第二端连接第二电阻R2的第一端，第二电阻R2的第二端接地；第二电阻R2的第一端为采样处理电路101的输出端。

比较判断电路102包括基准电压提供端Vref和比较器U2；比较器U2的正相输入端为比较判断电路102的输入端，比较器U2的反相输入端连接基准电压提供端Vref，比较器U2的输出端为比较判断电路102的输出端。

反馈处理电路103包括开关管Q1，开关管Q1的控制端为反馈处理电路103的输入端，开关管Q1的第一端为反馈处理电路103的输出端，开关管Q1的第二端接地。具体地，开关管Q1为NPN型三极管，NPN型三极管的基极为开关管Q1的控制端，NPN型三极管的集电极为开关管Q1的第一端，NPN型三极管的发射极为开关管Q1的第二端。在其他实施例中，开关管Q1也可以采用其他三端控制开关器件替换。

当开关电源的输出部分出现过流时，比较器U2正相输入端电压大于反相输入端基准电压Vref，则比较器U2输出高电平，开关管Q1导通，拉低主芯片U1的反馈引脚COMP，从而关断主芯片，关断输出。

为了提高性能，采样处理电路101还包括电容C2，电容C2的第一端连接第二电阻R2的第一端，电容C2的第二端连接第二电阻R2的第二端。在第二电阻R2的两端并联电容C2，滤除电路干扰信号，尤其是高频信号，能有效地避免电路发生误动作，提高电路的可靠性。

比较判断电路102还包括第一二极管D1，第一二极管D1的负极连接比较器U2的正相输入端，第一二极管D1的正极接地。比较判断电路102包括第一二极管D1，起保护比较器正相输入端的作用。根据反激变压器的特点，当主开关管开通时，输入电压叠加在初级绕组N1上，而辅助绕组N2将加载Vin*N2/N 1的负向电压，经过第一电阻R1和第二电阻R2的分压，比较器U2的正相输入端会存在较高的负向电压，比较器输入端一般能够承受的负向电压较低，可能损坏比较器U2。增加第一二极管D1后，可以在辅助绕组N3出现负压将比较器U2的正相输入端电压钳位为Vd(第一二极管D1正向导通压降)，从而有效的保护比较器U2。

图3是开关电源电路中过流保护电路的另一个实施例的原理图；本实施例中，采样处理电路101的输入端连接采样端Vf；包括第一电阻R1和第二电阻R2，第一电阻R1的第一端为采样处理电路101的输入端；第一电阻R1的第二端连接第二电阻R2的第一端，第二电阻R2的第二端接地；第二电阻R2的第一端为采样处理电路101的输出端。

比较判断电路102包括基准电压提供端Vref和比较器U2；比较器U2的正相输入端为比较判断电路102的输入端，比较器U2的反相输入端连接基准电压提供端Vref，比较器U2的输出端为比较判断电路102的输出端。

反馈处理电路103包括开关管Q1，开关管Q1的控制端为反馈处理电路103的输入端，开关管Q1的第一端为反馈处理电路103的输出端，开关管Q1的第二端接地。具体地，开关管Q1为NPN型三极管，NPN型三极管的基极为开关管Q1的控制端，NPN型三极管的集电极为开关管Q1的第一端，NPN型三极管的发射极为开关管Q1的第二端。在其他实施例中，开关管Q1也可以采用其他三端控制开关器件替换。

当开关电源的输出部分出现过流时，比较器U2正相输入端电压大于反相输入端基准电压Vref，则比较器U2输出高电平，开关管Q1导通，拉低主芯片U1的反馈引脚COMP，从而关断主芯片，关断输出。

为了提高性能，过流保护电路10还包括第二二极管D2，采样处理电路101的输出端连接比较判断电路102的输入端，具体为：采样处理电路101的输出端通过第二二极管D2连接比较判断电路102的输入端；其中，第二二极管D2的正极连接采样处理电路101的输出端，第二二极管D2的负极连接比较判断电路102的输入端。

过流保护电路10包括第二二极管D2；通过采样LLC的输出电压来调节前级的反馈电路，从而改变前级变换电路的输出电压，来达到拓宽LLC输出电压范围的效果，而此方法不影响电路的谐振频率，因此对电路的稳定性和效率也不产生影响。

本发明实施例利用输出绕组的负载越大，辅助绕组的第一端的电压越高的特性，通过采样辅助绕组的第一端上的电压，将辅助绕组的第一端上的电压经比较处理后反馈至芯片的反馈引脚，即当辅助绕组第一端上的电压超出某一阈值时，输出信号至芯片的反馈引脚，使芯片输出及时作出调整，实现因输出绕组负载增大导致电流增大的过流保护。

以上是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也视为本发明的保护范围。