一种新的低电应力单管控制升降压变换器的制作方法

本发明涉及开关功率变换器领域，适用于输出负电压且需要升降压变换的场合，尤其降压模式下需输出较低电压的场合，更适用于对元器件电应力要求较低的场合，适用于驱动开关功率变换器、固态功率放大器等在内的恒功率负载的场合，本发明是一种新的低电应力单管控制升降压变换器。

背景技术：

星载固放广泛应用于包含北斗导航卫星、尖兵系列卫星、遥感系列卫星等不同平台的卫星系统。固态放大器整机(SSPA)由固态放大器射频链、低频控制板、固放电源(EPC)三部分组成，其中固态功率放大器射频链的功能是利用微波功率场效应管对小功率的射频信号进行多级放大后作为下一级的输入；低频控制板主要对固态功率放大器射频链进行检波、分压、ALC控制等；固放电源作为星上与一次母线接口相连接的主要供配电设备，其功能是接受星上遥控指令信号，实现开关机控制，将较高的一次母线电压转换为固放射频链有源部件需要的二次电压并将二次电压按要求时序进行输出，提供固态放大器工作状态的遥测数据，并保证固态放大器在负载及母线发生异常状况时及时断电，保护固态放大器设备和一次母线。固放电源性能的优劣直接决定了固放整机性能的优劣，它的效率决定了整机效率的高低，它的大小决定了整机的大小和重量。

相比于传统的线性稳压电源，开关功率变换器，也即DC-DC变换器以一种高效、高可靠和高经济效益的方式实现从电源到负载的电能转换，因而广泛应用于星载电源。Buck变换器、Boost变换器、Buck-boost变换器、Cuk变换器，Sepic变换器以及Zeta变换器是六类基本的变换器拓扑。

对于固放电源而言，拓扑选择至关重要。不同的拓扑涉及不同的控制方式、器件选型、磁性元器件设计等关键内容。对于现有星载固放电源而言，已用到拓扑包括降压式、升压式、半桥式、全桥式、推挽式、正激、反激等，以及上述各拓扑的级联组合。但实际上，此类应用主要有两个问题，第一对于单级拓扑而言，母线范围大幅度范围变化时，工作点设计复杂，不易实现最优。而对于两级拓扑，前级拓扑或为升压或为降压，在母线最高端或最低端都面临占空比设计极限以及效率降低问题。而且当第二级拓扑响应速度很快时，其前级非隔离拓扑也面临着不同拓扑级联时的稳定性问题；第二，现在所有的开关功率变换器拓扑都是基于电阻负载而设计，但实际上开关功率变换器所驱动的负载类型不仅仅是电阻性负载，还包括恒功率负载等。随着分布式电源系统在航空航天、汽车系统等领域的广泛应用，恒功率负载在系统中的比例越来越大，学者Louganski K P在文献1.“Modeling and analysis of a DC power distribution system in 21st century air lifters”(Black sburg,VA:Department of Electrical and Computer Engineering,Virginia Tech,1999.51～96.)、学者Chandrasekaran S在文献2."Subsystem design in aircraft power distribution systems using optimization"(Black sburg,VA:Department of Electrical and Computer Engineering,Virginia Tech,2000.27～57.)表明在未来多电机高压直流配电系统中，75％的负载是恒功率负载。在小功率弹载武器的应用场合下，由于其弹径小，射程近(约几公里到十几公里)，输入均为直流母线，大多数系统的输入输出不要求隔离，同样，对于小卫星而言，情况类似。所有这些航天航空设备及武器设备的功率传输链路中，固态功率放大器或行波管功率放大器都是必不可少的功率放大设备。随着固态功率放大器性能的不断提升，响应速度的不断加快，在进入饱和区后的理想模型为恒功率负载，此种情况下，当上述拓扑驱动固态功率放大器时，同样会有负载级联稳定性问题。

电阻负载，其电阻两端的电压和流过电阻的电流满足欧姆定律，即两者之间是一种线性关系。而恒功率负载的特点是该负载消耗的功率保持恒定，即恒功率负载两端电压与流过恒功率负载的电流之间的关系也是非线性的。因此，恒功率负载为非线性负载，不满足叠加定理等。

现有的开关功率变换器的设计及分析都是针对电阻负载。通过查阅文献可以得到，开关功率变换器在驱动恒功率负载时面临的主要问题是不调节模式下电路本身就是不稳定的，而通过电压闭环及电流闭环，虽然一定程度上可以改善其不稳定性，但由于其约束条件极为苛刻，故在系统瞬态工作时，如启动、变负载、变母线时极易进入不稳定状态。学者Grigore Vlad,Hatonen Jari,Kyyra Jorma,Suntio Teuvo在文献3.“Dynamics of a Buck converter with a constant power load”(29th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference(PESC),1998,1:72-78.)中通过理论分析和电路实验研究后得出当Buck变换器驱动恒功率负载且处于电压模式控制时，连续导电模式下系统将处于不稳定状态，不连续导电模式下可以稳定。而采用电流模式控制后即使是不连续导电模式电路都是不稳定的。此时，Buck变换器中功率开关管和二极管的电压和电流的应力将增大。学者Li Yushan,Vannorsdel Kevin R.,Zirger Art J.,Norris Mark,Maksimovic Dragan.在文献4.“Current mode control for Boost converters with constant power loads”(IEEE Transactions on Circuit and Systems-I:Regular Papers,2012,59(1):198-206.)、学者Byungcho Choi,Bo H.Cho,Sung-Soo Hong.在文献5.“Dynamics and Control of DC-to-DC Converters Driving Other Converters Downstream.”(IEEE Transactions On Circuits And Systems—I:Fundamental Theory And Applications,VOL.46,NO.10,OCTOBER 1999,pp.1240-1248.)中表明：当Boost变换器的负载为恒功率负载时，得出的输出电压对占空比的传递函数包含有两个右半平面极点，这也就意味着开环控制下的Boost变换器已经处于低频振荡状态也即不稳定状态。这也就意味着开环控制下上述开关功率变换器在驱动恒功率负载等非线性负载时，将不能正常运行。

同时为了实现更宽范围的输出，就必须使开关功率变换器工作在极限占空比的条件下，如此不仅降低了效率，使系统的瞬态响应变差，还提高了控制电路的要求。基于上述原因，探索新的拓扑具有重要意义。其中，即可以实现升压输出，又可以实现降压输出的升降压型电路应用非常广泛。除了现有的传统Buck-Boost升降压电路和Cuk、Zepic等升降压电路外，学者Patidar和Umarikar在文献6.“A step-up PWM DC–DC converter for renewable energy applications.”(International Journal of Circuit Theory and Applications,Int.J.Circ.Theor.Appl.2016；44:817–832.Published online 22 June 2015 in Wiley Online Library(wileyonlinelibrary.com).)中提出一种新的升降压拓扑，只有一只开关管需要控制，其电压传输比为(1-D)/(1-2D)，但是由于二极管的钳位作用，占空比不能大于0.5，所以此变换器只能工作于升压模式，如果将其中的一只二极管换为开关管，此变换器可工作于降压模式，但是此时两只有源器件的交互控制变得复杂。学者Hwu和YauKY在文献7.“Two types of KY buck–boost converters。”(IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS,vol.56,no.8,pp.2970-2980,Aug.2009.)提出KY升降压电路，具有和Buck电路类似的快速响应性能，连续的输出电流和较低的输出电压纹波，其电压传输比为2D，但其电压传输比在需要较宽的输出电压时无法满足要求。

技术实现要素：

本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供了一种新的低电应力单管控制升降压变换器，可以实现输出电压的升压或降压，适用于负输出电压需要升降压变换的场合，尤其降压模式下需输出较低电压的场合或是对器件电应力要求较低的场合，同时也适用于驱动恒功率负载的场合，另外，本发明变换器仅包含一个有源器件需要控制，控制简单、电路运行原理清晰，具有所有器件无瞬态的过电压应力和过电流应力的优点。

本发明的技术解决方案是：一种新的低电应力单管控制升降压变换器，包括输入电源vin、开关管S1、电感L1、电感L2、二极管D1、二极管D2、二极管D3、电容C1、电容C2、输出电阻负载R或恒功率负载P；

输入电源vin、开关管S1串连，电感L1并联于输入电源vin、开关管S1的串联支路，电感L1一端连接二极管D1负极，另一端连接二极管D2负极、电容C2另一端，二极管D1正极接电容C1一端、电感L2一端，电容C1另一端接二极管D3负极、二极管D2正极，电感L2另一端接二极管D3正极、C2一端，输出电阻负载R或恒功率负载P并联于电容C2两端。

所述的开关管S1与输入电源vin的正端或者负端连接。

所述的开关管S1的占空比D调节变换器的输出电压值，当在驱动电阻负载模式下使得变换器输出电压低于输入电压时，占空比D小于当在驱动电阻负载模式下使得变换器输出电压等于输入电压时，占空比D等于当在驱动电阻负载模式下使得变换器输出电压大于输入电压时，占空比D大于

本发明与现有技术相比的优点在于：

(1)本发明通过将vin和S1串连，S1可与vin正端互相连接，S1也可与vin负端互相连接；L1并联于vin和S1的串联支路，同时L1一端连接D1的负极，另一端连接D2的负极和C2的另一端；D1的正极和C1及L2的一端相连接；C1的另一端与D3的负极以及D2的正极相连接；L2的另一端与D3的正极以及C2的一端相连接；输出电阻负载R或恒功率负载P并联于C2的两端，具备降压模式下电压增益比更低的优点；

(2)本发明通过仅控制一只开关管S1，具有在驱动恒功率负载的不调节模式也即开环工作场合下，比Cuk电路更加稳定，当闭环控制时，其调节器设计也更加容易，更适合于驱动恒功率负载，具有很好的使用价值；

(3)本发明通过传统Buck-Boost电路、Cuk电路、本发明电路电应力的比对，具有低电应力的优点。

附图说明

图1为本发明一种新的低电应力单管控制升降压变换器结构图；

图2为负输出升降压型Cuk变换器拓扑电路结构图；

图3为本发明电压增益比、传统的Buck-Boost/Cuk电路、KY Buck-Boost电路电压增益比(此处指绝对值)对比图，占空比为0.8时，电压增益曲线从上到下依次为传统的Buck-Boost变换器/Cuk变换器、本发明变换器、KY升降压变换器；

图4为本发明驱动电阻负载的仿真波形图，其中，图4(a)为采用本发明时驱动电阻负载的仿真波形图；图4(b)为Cuk电路驱动电阻负载的仿真波形图，在图4(a)中波形自上而下依次为：电容C2电压也即输出电压(0.02v/div)，电容C1电压(0.2v/div)，电感L1电流(0.5A/div)，电感L2电流(0.5A/div)，横轴时间刻度为199.8ms～200ms(50us/div)；在图4(b)波形自上而下依次为：电容C2电压也即输出电压(0.1v/div)，电容C1电压(0.05v/div)，电感L1电流(2A/div)，电感L2电流(2A/div)，横轴时间刻度为199.8ms～200ms(50us/div)；

图5为本发明驱动恒功率负载的仿真波形图；其中，图5(a)为采用本发明时驱动恒功率负载的仿真波形图，图5(b)为Cuk电路驱动恒功率负载的仿真波形图；图5(a)中波形自上而下依次为：电容C2电压也即输出电压(0.005v/div)，电容C1电压(0.05v/div)，电感L1电流(0.2A/div)，电感L2电流(0.2A/div)，横轴时间刻度为199.8ms～200ms(50us/div)；在图5(b)中波形自上而下依次为：电容C2电压也即输出电压(1v/div)；电容C1电压(5v/div)、电感L1电流(1A/div)、电感L2电流(1A/div)、横轴时间刻度为180ms～200ms(50us/div)。

具体实施方式

本发明针对现有技术的不足，提出一种新的低电应力单管控制升降压变换器，可以实现输出电压的升压或降压，适用于负输出电压需要升降压变换的场合，尤其降压模式下需输出较低电压的场合或是对器件电应力要求较低的场合，同时也适用于驱动恒功率负载的场合，另外，本发明变换器仅包含一个有源器件需要控制，控制简单、电路运行原理清晰，具有所有器件无瞬态的过电压应力和过电流应力的优点，下面结合附图对本发明进行详细说明。

本发明一种新的低电应力单管控制升降压变换器适用于负输出电压需要升降压变换的场合，尤其降压模式下需输出较低电压的场合，同时也适用于驱动恒功率负载的场合，包括输入电源(vin)，开关管(S1)，电感(L1、L2)，二极管(D1、D2、D3)，电容(C1、C2)，输出电阻负载R或恒功率负载P。

vin和S1串连，S1可与vin正端互相连接，S1也可与vin负端互相连接；L1并联于vin和S1的串联支路，同时L1一端连接D1的负极，另一端连接D2的负极和C2的另一端；D1的正极和C1及L2的一端相连接；C1的另一端与D3的负极以及D2的正极相连接；L2的另一端与D3的正极以及C2的一端相连接；输出电阻负载R或恒功率负载P并联于C2的两端。

本发明通过调节开关管(S1)的导通时间长短，也即占空比D的大小实现不同的变换器输出电压值。在驱动电阻负载模式下，其输入输出电压增益为了方便叙述下面以绝对值说明,在占空比D小于时，本电路所输出的电压值低于输入电压，工作于降压模式，在占空比D等于时，本电路所输出的电压值等于输入电压，在占空比D大于时，本电路所输出的电压值高于输入电压，工作于升压模式；在驱动恒功率负载模式下，输入输出电压传输比和电阻负载模式下略有不同，推导过程同前。

本发明为四阶电路，和同为四阶电路的基本开关功率变换器中的Cuk电路相比较，在驱动电阻负载场合下，本发明的拓扑电路在降压时具备的电压增益比更低，在驱动恒功率负载的不调节模式也即开环工作场合，比Cuk电路更加稳定，当闭环控制时，其调节器设计也更加容易，更适合于驱动恒功率负载，具有很好的使用价值。下面具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

具体实现方式中，电源vin取24V，电感L1取500uH，电感L2取200uH，电容C1取22uF，电容C2取100uF，输出接电阻负载R取10欧姆，输出接恒功率负载P取10W。占空比选择0.5。

参照图2为了和本发明中提出的负输出升降压拓扑电路进行对比，附图给出了同样是四阶电路的负输出升降压型Cuk变换器拓扑图。为了验证本发明，图3给出了本发明和图2电路的电压增益比绝对值曲线。为了验证本发明，图3给出了本发明和图2电路在驱动电阻负载时的仿真结果比对，该仿真结果表明在降压模式下，本发明提出的电路拓扑比Cuk具有更低的电压增益。为了验证本发明，图4给出了本发明和图2电路在驱动恒功率负载时的仿真结果比对，该仿真结果表明在驱动恒功率负载时，本发明提出的拓扑电路具备稳定区间，不同于Cuk变换器输出振荡的不稳定状态。从图5的仿真波形可以看到，Cuk变换器接恒功率负载时，本该为直流的输出波形产生了振荡，此时为不稳定状态。为了证明本发明的低电应力，表1给出了传统Buck-Boost电路、Cuk电路、本发明中电路各主要元器件电应力的比对。

本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。

表1传统Buck-Boost电路、Cuk电路、本发明电路各主要元器件电应力的比对