用于开关电源的功率转换器及其操作方式的制作方法

本发明涉及开关电源领域。更特别地，本发明涉及用于开关电源的反激式功率转换器及其操作方式。

背景技术：

离线开关电源从交流(AC)电源接收电能并提供用于给负载供电的电压调节的直流(DC)输出。一种示例性离线电源包括功率因数校正(PFC)级和DC-DC转换器级。PFC级接收AC输入信号，进行整流并使得来自AC源的电流与AC电压保持大致同相，从而使得电源表现为AC源的电阻负载。DC-DC转换器级从PFC级接收整流输出并生成可以用于给负载供电的电压调节的DC输出。PFC级的整流输出通常处于较高的电压并且比DC-DC级的输出更宽松地调节。

反激式功率转换器(或者更简单地，反激式转换器)可以应用于DC-DC功率转换器。反激式转换器使用变压器，变压器将来自反激式转换器的输入端的能量传输至其输出端并且提供在反激式转换器的输入端和输出端之间的电隔离。通过闭合开关将输入电压(例如PFC级的整流输出电压)施加在变压器初级绕组的两端；结果，初级绕组电流流动并且变压器中的磁通量增加，在变压器中存储能量。当开关被断开时，电压被消除并且初级绕组电流降低，同时磁通量减小。结果在变压器的次级绕组中感生电流。该感生电流给输出电容器充电以产生用于给负载供电的输出电压。

开关电源可以经受各种负载条件。对于这种电源重要的是，高效地操作以最小化电量使用。因此，需要适应不同的负载条件并实现高效操作的改进的开关电源技术。还需要使用反激式功率转换器的这种开关电源技术。

技术实现要素：

根据实施例，开关电源包括功率转换器，该功率转换器包括变压器、低侧开关和高侧开关。低侧开关通过变压器的初级绕组从电源电压汲取电流。高侧开关将来自变压器的初级绕组的电流放电到缓冲电容器。控制器同步地控制低侧开关和高侧开关的断开和闭合。功率转换器可以包括在反激式转换器中。功率转换器可以产生经调节的输出电压。

附图说明

以下参照特定的示例性实施例并结合附图描述本发明，其中：

图1示出根据本发明实施例的两级离线电源的结构框图；

图2示出根据本发明实施例的适用于DC-DC转换器的反激式转换器；

图3示出根据本发明实施例的反激式转换器的电压波形；

图4示出根据本发明实施例的反激式转换器的电压波形；

图5示出根据本发明实施例的反激式转换器和控制电路；

图6示出根据本发明实施例的用于DC-DC转换器的控制器集成电路；

图7示出根据本发明实施例的高电压电阻器；

图8示出根据本发明实施例的双向高电压电阻器；

图9示出根据本发明实施例的反激式转换器的控制电路；

图10示出根据本发明实施例的反激式转换器的另一控制电路；

图11示出根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的差分信号转换器；

图12示出根据本发明实施例的反激式转换器的开关频率和功率的关系曲线图；

图13示出根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的振荡器；

图14示出根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的比较器。

具体实施方式

本发明涉及用于开关电源的反激式功率转换器及其操作方式。反激式转换器可以用于离线开关电源。根据本发明的实施例，反激式转换器在变压器初级侧采用两个同步操作的晶体管开关。晶体管开关中的第一个将变压器初级绕组耦合至接地节点，在本文称为“低侧”开关。两个晶体管开关中的第二个将变压器初级绕组经由缓冲电容器耦合至输入电压，在本文称为“高侧”开关。在反馈回路中控制开关以在变压器次级侧生成调节的DC输出电压。根据本发明的实施例，根据负载条件，反激式转换器可以在频率控制反馈回路或电流控制反馈回路中操作。根据另一实施例，反激式转换器在频率控制反馈回路和电流控制反馈回路之间无缝地过渡。在本发明的又一实施例中，低侧和高侧开关中的一个或两个按照零伏特开关(ZVS)操作。在本文描述本发明的这些和其他方面。

图1示出根据本发明实施例的两级离线电源100的结构框图。如图1所示，功率因数校正(PFC)级102具有耦合至交流(AC)源的输入端。PFC级102对AC输入信号进行整流并使得从AC源汲取的电流与AC电压保持大致同相，从而使得电源100表现为AC源的电阻负载。

PFC级102产生宽松调节的电压V_DC，其作为输入被提供给DC-DC转换器104。使用输入V_DC，DC-DC转换器级104产生可用于给负载供电的电压调节的DC输出V_O。V_DC的电平优选地处于较高电压并且比DC-DC转换器级104的输出V_O更宽松地调节。PFC级102的输出V_DC的标称电平可以是例如大约380伏的直流，而DC-DC转换器级104的电压调节的输出V_O可以是例如大约12.0伏的直流。

图2示出根据本发明实施例的反激式转换器150。反激式转换器适合用于开关电源的DC-DC转换器，例如图1的DC-DC转换器104。反激式转换器150从源V_IN接收输入电压，该输入电压可以是PFC级输出V_DC，或者可以从某个其他源接收，例如电磁干扰(EMI)滤波器。

如图2所示，输入电压源V_IN耦合至电容器C_SN的第一端以及变压器T₁的初级绕组的第一端。电容器C_SN用作缓冲电容器。在电容器C_SN两端形成具有图2所示极性的电压V_CSN。变压器T₁的初级绕组的第二端耦合至开关SW₁(“低侧”开关)的第一端和开关SW₂(“高侧”开关)的第一端。在低侧开关SW₁和高侧开关SW₂之间的节点处以及在变压器T₁的初级绕组的第二端处形成电压开关SW₁的第二端耦合至第一接地节点。开关SW₂的第二端耦合至电容器C_SN的第二端。开关SW₁和SW₂可以是功率MOSFET晶体管；因此，体二极管被示出与开关SW₁和SW₂的每一个相关联。通过信号LOWOUT来控制开关SW₁，同时通过信号HIGHOUT来控制开关SW₂。

优选地由相应的MOSFET分别实现低侧开关SW₁和高侧开关SW₂。

变压器T₁的次级绕组的第一端耦合至齐纳二极管D1的阳极。二极管D₁的阴极耦合至电容器C₁的第一端。变压器T₁的次级绕组的第二端耦合至电容器C₁的第二端和第二接地节点。第一和第二接地节点优选地彼此隔离。

通过断开和闭合开关SW₁和SW₂来操作反激式转换器150。变压器T₁将来自反激式转换器150的输入端的能量传递至其输出端，并且提供反激式转换器150的输入端和输出端之间的隔离。在操作中，当开关SW₁闭合(开关转向“ON”)时，在变压器T₁的初级绕组两端施加电压源V_IN。结果，初级绕组中的电流和变压器T₁中的磁通量增加，这在变压器T₁中存储能量。当开关SW₁之后断开(开关转向“OFF”)时，初级绕组中的电流和磁通量降低。结果，在变压器T₁的次级绕组中感生出电流，该电流给电容器C₁充电存储能量，从而生成用于给负载供电的输出电压V_O。

可以通过调节开关SW₁的开关占空比(例如通过控制峰值输入电流)、开关SW₁的开关频率或者两者来控制传递至负载的能量的量。控制占空比在本文被称为峰值电流控制，然而，控制开关频率在本文被称为频率控制。

当SW₁断开而开关SW₂在闭合位置(开关SW₂处于“ON”)时，变压器T₁的初级绕组中的电流可以通过开关SW₂到达缓冲电容器C_SN。可替代地，当开关SW₁断开并且开关SW₂在断开位置(开关SW₂处于“OFF”)时，变压器T1的初级绕组中的电流可以通过开关SW₂的体二极管。

优选地控制高侧开关SW₂以使得当低侧开关SW₁闭合(ON)时高侧开关SW₂断开(OFF)。那么，当开关SW₁断开(OFF)并且来自变压器T₁的能量被大量地放电至输出电容器C₁时，电压将等于V_CSN。在这些条件下，开关SW₂暂时闭合(ON)。开关SW₂因此在零伏特开关(ZVS)条件下操作。闭合开关SW₂将的电平放电至V_IN的电平。然后，一旦大致等于V_IN时，开关SW₂断开(OFF)。在开关SW₂断开之后，电压继续下降，从而使得当开关SW₁闭合时，其两端的电压为零或近似为零。因此，开关SW₁也优选地在零伏特开关(ZVS)条件下操作。然后重复该循环。

简而言之，在开关循环过程中，低侧开关SW₁被关断；然后高侧开关SW₂被接通然后在低侧开关SW₁接通的前一刻关断。然后重复该循环(即，SW₁-关断，SW₂-接通，SW₂-关断，SW₁-接通，SW₁-关断，…)。因此，在低侧开关SW₁每次接通之前，高侧开关SW₂接通然后关断一次。同样地，在低侧开关SW₁的每次循环(当低侧开关SW₁关断时)，高侧开关SW₂接通然后关断一次。换句话说，每个开关在另一开关关断时都接通然后关断。

在实施例中，不管负载如何，开关SW₁和SW₂都在ZVS下操作。因此，从无负载到全负载，它们都在ZVS下操作。

反激式转换器150具有谐振开关频率。谐振频率取决于反激式转换器150的物理特性，包括变压器T₁初级绕组的电感值以及开关SW₁和SW₂的寄生电容。当开关SW₂闭合时，这产生缓冲电容器C_SN的电容并因此在开关SW₂闭合时有效地改变反激式转换器50的谐振频率。

耦合至变压器T₁次级绕组的二极管D₁作为续流二极管，允许变压器T₁的次级绕组中的电流给电容器C₁充电，并且防止电容器C₁通过变压器T₁放电。二极管D₁可以用与开关SW₁和SW₂同步操作(同步整流)的开关代替。

图3示出表示根据本发明实施例的反激式转换器的准-谐振操作的电压波形。波形表示针对两个开关循环的的电平。如图3所示，开关SW₁首先在时刻t₀闭合(ON)以使得的电平基本为零伏。这使得电流在变压器T₁的初级绕组中流动以给变压器T₁的初级绕组充以能量。开关SW₁然后在时刻t₁断开(OFF)。结果，的电平迅速上升至V_IN的电平之上。然后，电流通过开关SW₂的体二极管，同时，来自变压器T₁的能量感生在变压器T₁的次级绕组中的电流以给输出电容器C₁充电。然后，当电压等于V_CSN时，或者近似等于V_CSN时，开关SW₂在时刻t₂暂时闭合(ON)。这使得的电平放电至V_IN的电平。然后，在时刻t₃，开关SW₂断开(OFF)而开关SW₁闭合(ON)。这使得的电平降至零伏，同时电流再次流过变压器T₁的初级绕组并重复开关循环。

因为当开关SW₂闭合时电压等于或近似等于V_CSN，开关SW₂在零伏特开关(ZVS)条件下操作。图3所示的波形呈现出：一旦电压首次变得等于或近似等于V_SCN，开关SW₂就闭合(ON)。这在本文称为“准-谐振”或“第一山坡”开关。如果开关SW₂的闭合延迟，电压趋于振荡。如果开关SW₂在电压振荡的过程中等于或近似等于V_CSN的时刻闭合，将在该条件下保持零伏特开关。这在本文称为“谷值开关”。

图4示出表示根据本发明实施例的反激式转换器的谷值开关操作的电压波形。图4所示的电压的波形等同于图3所示的电压的波形，除了在开关SW₂闭合之前电压振荡。图4示出在开关SW₂在时刻t₂闭合之前发生的两次振荡。很明显，在等于或近似等于V_CSN的时刻，只要开关SW₂闭合，就会发生更多或更少的振荡同时保持零伏特开关。

根据诸如开关频率、负载条件、元件值等的条件，反激式转换器150可以按照准-谐振开关(如图3所示)或谷值开关(如图4所示)来选择性地操作，从而调节输出电压。

通过与ZVS同步地控制高侧开关SW₂，例如通过避免由非ZVS开关引起的损耗，提供了更有效的操作，并且允许在比其它情况更高的开关频率下操作，这也趋向于提高反激式转换器的效率。

图5示出了根据本发明实施例的反激式转换器150和控制电路。图2中的反激式转换器150与附加电路一起示于图5中。特别地，“低驱动器”控制器152产生控制(断开和闭合)开关SW₁的信号LOWOUT。低驱动器控制器152可以使用反馈回路中的频率控制和/或峰值电流控制来控制开关SW₁以调节输出电压V_O。“高驱动器”控制器154产生控制(断开和关闭)开关SW₂的信号HIGHOUT。

如图5所示，电阻分压器和光耦合网络156耦合至反激式转换器150的输出端，并且包括电阻器R₁、R₂和R₃，电容器C₂，光电二极管P_1A和并联调节器U₁。光电二极管P_1A光耦合至光电晶体管P_1B。光电晶体管P_1B耦合至补偿电阻器R₄和电容器C₃。在补偿电阻器R₄和电容器C₃两端产生电压信号V_EAO。信号V_EAO表示误差信号(V_O的电平和V_O的期望电平之间的差)，并且还表示到反激式转换器150的输入功率的电平。信号V_EAO与输出电压V_O电隔离，但是参考至变压器T₁的初级侧的接地电平。

变压器T₁可以包括第二次级绕组。如图5所示，变压器T₁的第二次级绕组的第一端耦合到二极管D₂的阳极。二极管D₂的阴极耦合至电容器C₄的第一端。变压器T₁的第二次级绕组的第二端耦合到电容器C₄的第二端和第一接地节点。电压V_CC形成在电容器C₄两端，并且可以用于给反激式转换器150的控制电路供电。电阻分压器包括电阻器R₅和R₆，并且生成表示V_CC的电平的电压信号ZCD。信号ZCD也表示的电平。

在图5还示出，电流传感电阻器R_SENSE耦合在晶体管开关SW₁的第二端和第一接地节点之间。在电阻器R_SENSE两端形成电流传感信号I_SENSE。

低驱动器控制器152接收信号ZCD、I_SENSE、V_EAO以及振荡器信号OSC作为输入，并使用这些信号产生用于控制晶体管开关SW₁的信号LOWOUT，如本文所述。简而言之，信号V_EAO表示负载功率，并且用于基于峰值电流控制或开关频率控制来调节反馈回路中的输出电压。信号I_SENSE表示变压器T₁中的电流，并且用于在开关期间控制变压器初级绕组中的峰值电流。振荡器信号OSC用于控制开关的时机。信号ZCD表示的电平并用于接通开关SW₁。

低驱动器控制器152产生差分信号READYHIGHON，该差分信号被高驱动器控制器154使用以控制晶体管开关SW₂，如本文所述。简言之，尽管高驱动器控制器154确定闭合开关SW₂的时机，但是信号READYHIGHON通知高驱动器控制器154它可以(即，有权限)闭合开关SW₂。信号READYHIGHON优选地是差分信号，因为低驱动器控制器152和高驱动器控制器154具有不同的接地参考节点。特别地，低驱动器控制器152参考第一接地节点，而高驱动器控制器154优选地使用电压作为其参考。

如图5所示，第一高电压电阻器R_HV1的第一端耦合至电容器C_SN的第二端。电阻器R_HV1的第二端耦合至高驱动器控制器154。这为高驱动器控制器154提供表示电压V_CSN的信号CS。第二高电压电阻器R_HV2的第一端耦合至输入电压V_IN。电阻器R_HV2的第二端耦合至高驱动器控制器154。这为高驱动器控制器154提供表示电压V_IN的信号R_VIN。电压信号也耦合至高驱动器控制器154。高驱动器控制器154使用信号R_VIN、CS、和READYHIGHOUT来产生控制(断开和闭合)开关SW₂的信号HIGHOUT，如本文所述。简言之，当大于V_IN并且CS基本上等于时，高驱动器控制器154接通开关SW₂。开关SW₂保持导通直到基本上等于V_IN，然后开关SW₂关断。

还如图5所示，电压V_CC可以用作给低驱动器控制器152的元件供电的电源。电压V_BOOT可以用作给高驱动器控制器154的元件供电的电源。电压V_BOOT可以通过例如经由二极管从V_CC汲取电流来获得，该二极管然后给电容器C_VBOOT充电。

如下进行开关循环。低侧开关SW₁接通。然后，一旦达到变压器T₁的初级绕组中的峰值电流，如电流传感信号I_SENSE所示，则低侧开关SW₁就关断。峰值电流取决于V_EAO的电平：(1)当V_EAO小于阈值(例如2.5伏)时，反激式转换器处于频率控制模式，峰值电流基本上是固定值(尽管为了提高效率并抑制突发模式中的可听噪声，峰值电流优选地随着VEAO下降而逐渐减小)；(2)当V_EAO大于阈值(例如2.5伏)时，反激式转换器处于电流控制模式，峰值电流取决于V_EAO(并且开关频率被钳位)。一旦低侧开关SW₁关断，电压就飞升，最终达到高于输入电压V_IN的电平。低侧驱动器152然后使得开始向高侧驱动器154发送READYHIGHON信号。在依赖于开关频率的时刻激活READYHIGHON信号。在接收到READYHIGHON信号之后，高侧驱动器154确定大于V_IN，并且高侧驱动器154响应于该确定接通高侧开关SW₂。高侧开关SW₂保持导通直到的电平下降到V_IN的电平，在该时刻，高侧驱动器154关断高侧开关SW₂。当的电平下降到零时，低侧开关SW₁可以再次接通。

图3和图4的波形同样适用于电流控制和频率控制模式，但是时间尺度将根据操作模式而改变。

图6示出了根据本发明实施例的用于DC-DC转换器的集成电路(IC)控制器。在优选实施例中，IC控制器被实现为IC封装200，其包括作为第一单片IC芯片的低驱动器控制器152和作为第二单片IC芯片的高驱动器154，两者都包含在相同的18引脚IC封装中。在实施例中，开关SW₂集成到高驱动器控制器152IC芯片中。同样，在实施例中，电阻器R_HV1和R_HV2包含在IC封装中。电阻器R_HV1和R_HV2中的一个或两个可以集成到高驱动器控制器152IC芯片中。此外，电阻器R_HV2可以部分地集成到高驱动器控制器152IC芯片中。如本文所述，两个IC芯片中的每一个具有不同的接地参考。两个芯片之间的通信经由差分信号READYHIGHON。

图6示出分配给18引脚中的每一个的信号：

引脚1 CS

引脚2 N/C

引脚3 V_IN

引脚4 N/C

引脚5 ZCD

引脚6 OTP

引脚7 OCS

引脚8 RESET

引脚9 V_EAO

引脚10 I_SENSE

引脚11 V_SSD

引脚12 LOWOUT

引脚13 V_CC

引脚14 N/C

引脚15 R_VIN

引脚16 V_BOOT

引脚17 HIGHOUT

引脚18

引脚2、引脚4和引脚14未使用并且被标记为“N/C”或“无连接”。二极管连接在引脚13和引脚16之间。OTP可以是向外部热敏电阻提供电流的过热保护引脚，然后可以将外部热敏电阻上的电压与参考值(例如1.0伏)进行比较，以检测过热条件。V_SSD是接地引脚。复位引脚RESET可以用于在进入保护模式之后复位封装的IC。可以通过将RESET引脚拉到小于诸如2.5伏的参考电压的电压来实现复位。

图7示出了根据本发明实施例的高电压电阻器R_HV1。高电压电阻器R_HV1的第一端被耦合以接收信号V_CSN。在高电压电阻器R_HV1内，第一端耦合至MOSFET M₁的第一端和电阻器R₇的第一端。MOSFET M₁的第二端耦合到信号电阻器R₇的第二端耦合至表示电压V_IN的信号R_VIN。电阻器R₇可以是例如10兆欧。电阻器R_HV1可以集成到高驱动器控制器152IC芯片中或者可以包含在IC封装内的单独的芯片中。

图8示出了根据本发明实施例的双向高电压电阻器R_HV2。高电压电阻器R_HV2的第一端耦合至输入电压V_IN。在高电压电阻器R_HV2内，第一端耦合至MOSFET M₂的第一端和电阻器R₈的第一端。MOSFET M₂的第二端耦合至电阻器R₈的第二端、MOSFET M₃的第一端和电阻器R₉的第一端。MOSFET M₃的第二端耦合至电阻器R₉的第二端和信号CS。电阻器R₈和R₉可以分别为例如10兆欧。电阻器R_HV2可以完全或部分地集成到高驱动器控制器152IC芯片中。如果部分集成，那么MOSFET M₂和电阻器R₈可以集成，而MOSFET M₃和电阻器R₉可以包含在IC封装内的单独芯片中。可替代地，MOSFET M₃和电阻器R₉可以集成，而MOSFET M₂和电阻器R₈可以包含在IC封装内的单独芯片中。可替代地，MOSFET M₃和电阻器R₉可以包含在IC封装内的第一单独芯片中，而MOSFET M₂和电阻器R₈可以包含在IC封装内的第二单独芯片中。

图9示出了根据本发明实施例的高驱动器154的控制电路。与信号V_IN近似的信号R_VIN通过比较器CMP₁与信号进行比较。比较器CMP₁的输出通过逆变器158逆变以形成逻辑信号信号耦合至NAND门160的输入端、触发器FF₁的反向置位输入端NAND门161的输入端和NAND门162的输入端。

在比较器CMP₁的输入端的信号被示出为近似等于V_IN和这些输入信号电平可以被调整(例如通过电流源从每个比较器输入节点增加或去除电流)，以便在高频操作期间补偿信号路径延迟并且限制它们的幅度(例如通过二极管钳位)。

信号V_CSN耦合至电阻器R₁₀的第一端和MOSFET M₄的第一端。信号V_CSN也可以通过二极管钳位来限制幅度。电阻器R₁₀的第二端耦合至比较器CMP₂的第一输入端。MOSFET M₄的第二端耦合至信号以及比较器CMP₂的参考节点。信号耦合至比较器CMP₂的第二输入端。比较器CMP₂将信号V_CSN与信号进行比较以形成限流信号I_LIMIT。通过逆变器164给NAND160的输入端和触发器FF₂的反向置位输入端S-bar提供信号I_LIMIT。信号I_LIMIT表示V_CSN的电平等于并且开关SW₂可以断开。

信号I_LIMIT耦合至触发器FF₃的反向置位输入端S-bar。触发器FF₃的输出端Q耦合至单触发电路166的输入端。单触发电路166的反向输出端耦合至触发器FF₂的反向复位输入端触发器FF₂的反向输出端耦合到NAND门160的输入端。

信号READYHIGHON耦合至NAND门160的输入端、触发器FF₁的第一反向复位输入端延迟168的输入端和NAND门162的输入端。反向欠压锁定信号耦合至触发器FF₃的第一反向复位输入端和触发器FF₁的第二反向复位输入端触发器FF₁的输出端Q耦合至NAND门162的输入端。延迟168的输出端耦合至NAND门162的输入端。

NAND门160的输出端耦合至触发器FF₄的第一反向置位输入端NAND门162的输出端耦合至触发器FF₄的第二反向置位输入端触发器FF₄的输出端Q耦合至门170的输入端。门170的输出端耦合至触发器FF₃的第二复位输入端。门170的非反向输出端形成信号HIGHOUT。门的非反向输出端耦合至NAND门161的第二输入端。NAND门161的输出端耦合至NAND门171的第一输入端。反向欠压锁定信号U_VLO-bar耦合至NAND门171的第二输入端。NAND门171的输出端耦合到触发器FF₄的反向复位输入端R-bar。

图9的元件检测用于执行如图3所示的准-谐振开关的“第一山坡”的发生。信号READYHIGHON通知高驱动器控制器154它可以(即，有权限)接通开关SW₂。然后，高驱动器控制器154确定接通开关SW₂的时机：当大于V_IN(由信号指示)时，高驱动器控制器154接通开关SW₂。

触发器FF₁和延迟块168用于延迟开关SW₂的导通，以避免过早地接通开关。U_VLO信号在欠压条件下禁止开关。

开关SW₂保持导通直到基本上等于V_IN，然后开关SW₂关断。这在V_CSN基本上等于(用信号I_LIMIT指示)时被确定。生成的信号HIGHOUT用于控制开关SW₂。

图10示出了根据本发明实施例的低驱动器152的控制电路。如图11所示，低驱动器152包括电流控制部分172、频率控制部分174、计时器部分176、开关逻辑178和开关驱动器180。

在低驱动器152的电流控制部分172内，信号V_EAO耦合至比较器CMP₃的第一输入端。比较器CMP₃的第二输入端接收第一参考电压(例如2.5伏)，而比较器CMP₃的第三输入端接收第二参考电压(例如2.0伏)。比较器CMP₃通过将信号V_EAO与第一和第二参考电压进行比较来产生信号当V_EAO上升到第一参考值以上时，信号“V_EAO>2.5v-bar”被激活，而当信号V_EAO下降到第二参考值以下时，信号“V_EAO>2.5v-bar”被无效。因此，比较器CMP₃使用滞后来执行其比较。比较器CMP₃确定低驱动器控制器154是基于峰值电流控制还是基于频率控制来执行开关。当V_EAO上升到2.5伏以上时，通过峰值电流控制进行开关；当V_EAO降到2.0伏以下时，通过频率控制进行开关。因此，“V_EAO>2.5v-bar”的逻辑电平确定开关是基于峰值电流控制还是基于频率控制。

信号I_SENSE耦合到第一放大器182的输入端和第二放大器184的输入端。放大器182可具有例如15的增益，而放大器184可具有例如7.5的增益。放大器182的输出端经由开关S₁耦合至比较器CMP₄的第一输入端。放大器184的输出端经由开关S₂耦合至比较器的第一输入端。信号V_EAO耦合至比较器CMP₄的第二输入端。信号“V_EAO>2.5v-bar”被耦合以控制开关S₂并且经由逆变器器186控制开关S₁。由此，根据信号“V_EAO>2.5v-bar”，开关S₁和S₂中的一个被闭合而另一个被断开。因此，放大器182和184的输出端根据V_EAO的电平选择性地耦合至比较器CMP₄的第一输入端。比较器CMP₄的输出端耦合到开关逻辑178的输入端。

在电流控制下，具有较高增益的放大器182是有效的，从而通过比较器CMP₄与V_EAO相比放大I_SENSE的影响。在频率控制下，放大器184是有效的，其采用较低的增益从而在使频率控制部分174主要控制开关的比较中减小I_SENSE的影响。

在低驱动器152的频率控制部分174内，信号I_SENSE耦合至放大器188的输入端。放大器188可具有例如7.5的增益。放大器188的输出端耦合至比较器CMP5的第一输入端。比较器的第二输入端耦合至参考电压，参考电压可以是例如大约2.5伏。比较器CMP5的输出端耦合至开关逻辑178的输入端。

电流控制部分172和频率控制部分174通过开关逻辑178控制在每个开关循环内关断低侧开关SW₁的时机。

低驱动器152的计时器部分176控制开关频率以及在每个开关循环中用于接通低压侧开关SW₁的时机。在计时器部分176内，信号V_EAO耦合到振荡器190的第一输入端。来自比较器CMP₃的信号“V_EAO>2.5v-bar”耦合至振荡器190的第二输入端。振荡器190产生耦合至计时器块192的输入端的周期性斜坡信号。

定时器块产生耦合至开关逻辑178的逻辑信号HON和逻辑信号ONSET。信号HON用于产生用于高驱动器控制器154的信号READYHIGHON。对于峰值电流控制，信号HON在固定间隔产生。信号ONSET用于接通低侧开关SW₁。例如，对于每个开关循环，3.33微秒的计时器可以被复位；在计时器到期前500纳秒，信号HON被激活。并且，在计时器到期时，一旦ZCD大于零，就可以激活信号ONSET。一旦ONSET被激活，低侧开关SW₁就可以在信号ZCD中的谷值(因为ZCD表示)时闭合，以便在零伏特开关(ZVS)条件下操作开关SW₁。500纳秒的差异确保HON在ONSET之前被激活。

信号ZCD参考与低侧驱动器控制器152相同的接地电平。信号ZCD也表示的电平。因此，信号ZCD被低侧驱动器控制器152用作的代理，以便在ZVS条件下操作开关SW₁。

对于电流控制，并非有3.33微秒的固定计时器间隔，例如，计时器间隔根据VEAO的电平而变化。因此，计时器间隔影响用于调节反馈回路中的输出电压的开关频率。

3.33微秒的计时器间隔对应于300kHz的峰值电流控制的开关频率。在一个实施例中，开关频率f_clamp可以被钳位在500kHz、300kHz、145kHz或通过计时元件的合适选择的某个其它选定频率。

开关逻辑178的输出端耦合至驱动器180。驱动器180产生信号LOWOUT。

图11示出了根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的差分信号转换器200。差分信号转换器200将单端信号HON转换为差分逻辑信号READYHIGHON。逻辑信号HON耦合至第一逆变器202的输入端。第一逆变器202的输出端耦合到第二逆变器204的输入端并控制MOSFET M₅。第二逆变器204的输出端被耦合以控制MOSFET M₆。MOSFET M₇和电流源206与MOSFET M₅串联耦合。MOSFET M₈和电流源208与MOSFET M₆串联耦合。电流源208与MOSFET M₉和MOSFET M₁₀串联耦合。参考电流流过MOSFET M₉和M₁₀。信号HON根据HON的电平激活MOSFET M₅或M₇中的一个。参考电流在MOSFET M₈或MOSFET M₇中被镜像，这取决于MOSFET M₅或M₇中哪一个被激活。差分信号READYHIGHON的状态取决于MOSFET M₅或M₇中的哪一个被激活。因此，转换器200将逻辑信号HON转换为差分逻辑信号READYHIGHON。

图12示出了根据本发明实施例的反激式转换器的开关频率与功率的关系曲线图。开关频率f_sw绘制在x轴上，而由信号V_EAO测量的输入功率绘制在y轴上。如图12所示，当V_EAO低于0.75伏时，这表示非常轻的负载条件。在该模式中，反激式转换器优选地以“突发”模式操作。在这种突发模式中，可以在开关的“突发”之间暂停开关以提高效率。一旦V_EAO的电平上升到高于0.75伏，反激式转换器就可以在频率控制模式下操作，其中开关频率在反馈回路中被调制以调节输出电压V_O。一旦V_EAO的电平超过例如2.5伏的阈值，开关频率就被钳位到预定值f_clamp，并且反激式转换器进入电流控制模式。在该电流控制模式中，由信号Isense感测的电流电平在反馈回路中被控制以调节输出电压。随着功率电平升高，当功率电平接近满载时可以另外减小开关频率，如图12所示，但是电压调节仍然主要通过电流控制反馈回路执行。

如图12所示，开关频率与功率的曲线不连续。当从频率控制过渡到电流控制时(例如，当V_EAO上升到高于2.5伏时)，开关频率突然增加，并且变压器初级绕组中的峰值电流同时减小。相反，当从电流控制过渡到频率控制时(例如，当V_EAO下降到2.0伏以下时)，开关频率突然降低，并且变压器初级绕组中的峰值电流同时增加。在两种模式下，都采用负反馈来调节输出电压。因此，重要的是，在两种操作模式之间过渡时，反激式转换器的操作保持稳定。

图13示出了根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的振荡器。图13示出了图10的振荡器190的另外的细节。如图13所示，信号V_EAO经由开关S₃耦合至放大器AMP₁的第一输入端。例如2.5伏的参考电压经由开关S₄耦合至放大器AMP₁的第二输入端。放大器AMP₁的第三输入端耦合至可调电阻器R_OSC1的第一端和电阻器R_OSC2的第一端。放大器AMP₁的输出端耦合至MOSFET M₁₁的控制端。MOSFET M₁₁的输出端耦合至电阻器R_OSC1的第一端和电阻器R_OSC2的第一端。电阻器R_OSC1的第二端经由开关S₅耦合至接地节点。电阻器R_OSC2的第二端经由开关S₆耦合至接地节点。

电源电压VCC耦合至MOSFET M₁₂的输入端和MOSFET M₁₃的输入端。MOSFET M₁₂的输出端耦合至MOSFET M₁₂的控制端、MOSFET M₁₃的控制端和MOSFET M₁₁的输入端。MOSFET M₁₃的输出端耦合至可调电容器C_T的第一端、比较器CMP₆的第一输入端(反向)以及比较器CMP₇的第一输入端(非反向)。可调电容器C_T的第二端耦合至接地节点。比较器CMP₆的第二输入端耦合至参考电压Vrefh。比较器CMP₇的第二输入端耦合至参考电压Vref1。比较器CMP₆的输出端耦合至触发器FF₅的反向置位输入端S-bar。比较器CMP₇的输出端耦合至触发器FF₅的反向复位输入端R-bar。触发器FF₅的输出端Q被耦合以控制开关S₇。开关S₇耦合至电容器C_T的两端。

开关S₃和S₅由信号“V_EAO>2.5v”控制，而开关S₄和S₆由逻辑信号“V_EAO>2.5v-bar”控制。因此，当V_EAO大于2.5伏的阈值时，开关S₃和S₅闭合而开关S₄和S₆断开；当V_EAO低于2.0伏的阈值时，开关S₄和S₆闭合而开关S₃和S₅断开。如本文所述，信号“V_EAO>2.5v”及其相反的“V_EAO>2.5v-bar”是利用滞后产生的。

振荡器190在电容器C_T上产生周期性斜坡信号RTCT。晶体管M₁₂和M₁₃形成电流镜，使得通过晶体管M₁₃的电流给电容器C_T充电。当电容器C_T两端的电压达到Vref时，通过闭合开关S₇使电容器C_T放电，直到电容器C_T两端的电压降到Vref1以下。然后断开开关S₇。

斜坡信号RTCT的频率根据逻辑信号“V_EAO>2.5v”的状态而改变。更具体地，当V_EAO小于2.0伏(信号“V_EAO>2.5v”是逻辑“0”)时，反激式转换器在频率控制模式下操作，其中开关频率取决于V_EAO的电平。这通过闭合开关S₃来实现，使得V_EAO耦合至放大器AMP₁，放大器AMP₁根据V_EAO的电平接通MOSFET M₁₁。因此，MOSFET M₁₂和M₁₃的电流镜中的电流电平受V_EAO的电平影响，V_EAO的电平又影响电容器C_T的充电速率和斜坡信号RTCT的频率。斜坡信号RTCT的频率与反激式转换器的开关频率相同。因此，在该频率控制模式中，在反馈回路中控制开关频率以调节输出电压，其中开关频率取决于V_EAO。

频率控制模式继续，除非V_EAO升至2.5伏以上。当V_EAO上升到2.5伏以上并且信号“V_EAO>2.5v”变为逻辑“1”时，开关S₃断开，开关S₄闭合，将固定参考电压耦合至放大器AMP₁的输入端以使得给电容器C_T充电的电流基本上是恒定的。这将导致反激式转换器的开关频率基本上恒定；在这种模式下，电流在反馈回路中被控制以调节输出电压。

斜坡信号RTCT的频率以及由此反激式转换器的开关频率取决于C_T的值以及电阻器R_OSC1和R_OSC2。在电流控制模式下，开关S₆闭合以使得电阻器R_OSC2影响开关频率，而开关S₅断开以使得电阻器R_OSC1不影响开关频率。在频率控制模式中，开关S₆断开以使得电阻器R_OSC2不再影响开关频率，并且开关S₅闭合以使得电阻器R_OSC1影响开关频率。

选择C_T、R_OSC1和R_OSC2的值以便适当地设置频率控制模式中的标称开关频率以及电流控制模式中的基本固定的开关频率。另外，电阻器R_OSC1和电容器C_T的值可以优选地被微调，例如，通过激光或熔丝调整以便确保在频率控制和电流控制模式之间存在平滑的过渡。为此，电阻器ROSC1优选地结合到图6所示的IC封装中。

振荡器的部件选择可以包括首先选择用于设置钳位频率f_clamp的电阻器R_OSC2的值。然后，优选在低驱动器控制器IC 152内部的电容器C_T被调整以微调钳位频率。最后，也优选在低驱动器控制器IC 152内部的内部电阻器ROSC1被调整以微调在电流控制和频率控制操作模式之间的过渡处的开关频率。

图14示出了根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的比较器。图14的比较器可以用于代替图10的频率模式控制部分174中示出的比较器CMP5。如图10和14所示，比较器接受信号I_SENSE×7.5作为输入，该信号与2.5伏的参考电压相比较，用于产生信号OFF。信号OFF用于关断主开关SW₁。图14的比较器还接受信号V_EAO作为输入。信号V_EAO降低了参考电压的有效电平，从而更快地产生信号OFF，并因此降低了开关频率。这对减少突发模式中的开关噪声有用。

提供本发明的前述详细描述是为了说明的目的，而不是穷举或限制本发明公开的实施例。因此，本发明的范围由所附权利要求限定。