一种适用于超高电压1600Vdc输入的串联式交错双管反激电路的制作方法

本实用新型涉及反激电路技术领域，具体为一种适用于超高电压1600Vdc输入的串联式交错双管反激电路。

背景技术：

在光伏发电领域，为提高光能转换率降低成本，将光伏板的电压提升势在必行，2015前市场主流最高为1000VDC，2016年已将电压提升至1500VDC。但由于输入电压提高器件受限传统的转换器已无法满足要求，主要体现在体积大，效率低，可靠性差等，为此，我们提出一种适用于超高电压1600Vdc输入的串联式交错双管反激电路。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于提供一种适用于超高电压1600Vdc输入的串联式交错双管反激电路，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的，本实用新型提供如下技术方案：

一种适用于超高电压1600Vdc输入的串联式交错双管反激电路，包括单片机IC1和三极管TR8，所述单片机IC1的1脚串联电容C20、负载R23和电容C11与单片机IC1的5脚连接，所述单片机IC1的6脚串联R15后连接负载R23和电容C11的公共端，所述单片机IC1的7脚串联R100后连接电容C11和单片机IC1的5脚的公共端，所述单片机IC1的8脚串联电容C10后连接负载R23和电容C11的公共端，所述单片机IC1的9脚连接C20和单片机IC1的1脚的公共端，所述单片机IC1的2脚串联三极管和电容C64构成回路，所述三极管和单片机IC1的2脚的公共端连接负载R16和电容C13，所述单片机IC1的10脚分别串联负载R24、负载R29和电容C25，所述R29的输出端连接通道选择开关CS， 所述单片机IC1的12脚分别串联电容C12和电容C16，所述电容C12与电容C16并联，所述单片机IC1的13脚串联电容C12和电容C16的公共端，所述单片机IC1的15脚串联电容C12和电容C16的公共端，所述电容C12与电容C16并联后连接供电电压VCC，所述单片机IC1的11脚串联双向稳压管ZD07，所述双向稳压管ZD07的一端连接供电电压VCC，所述双向稳压管ZD07的另一端连接场效应管TR10的2端，所述场效应管TR10的1端分别串联单片机IC1的11脚和负载R297，所述场效应管TR10的3端连接控制变压器T4-C的一端，所述控制变压器T4-C的另一端与负载R297连接，所述控制变压器T4-C与副边绕组T4-A和副边绕组T4-B互感，所述副边绕组T4-A的一端串联二极管D12、负载R42和负载R45后连接副边绕组T4-A的另一端，所述三极管TR8的2端与副边绕组T4-A的另一端和负载R45的公共端连接，所述三极管TR8的1端串联负载R7后与副边绕组T4-A的一端和二极管D12的公共端连接，所述三极管TR8的3端串联负载R9后与负载R42和负载R45的公共端连接，所述负载R42和负载R45的公共端连接场效应管TR2的1端，所述场效应管TR2的3端分别串联副边绕组T4-A和副边绕组T2-A的一端，所述场效应管TR2的2端连接场效应管TR4的3端，所述副边绕组T2-A的另一端串联电流互感器CS1，所述电流互感器CS1的另一端连接二极管D4的正极，所述副边绕组T2-A与副边绕组T2-B互感，所述副边绕组T2-B的一端串联二极管D5和电容C8后与副边绕组T2-B的另一端连接构成回路。

优选的，该串联式交错双管反激电路的接地电路设置有多于两个。

优选的，所述单片机IC1的11脚与单片机IC1的14脚为相同的脚。

优选的，所述单片机IC1的脚为PIN脚。

优选的，所述场效应管为N型场效应管。

与现有技术相比，本实用新型的有益效果是：本适用于超高电压1600Vdc输入的串联式交错双管反激电路，包括变压器T1、T2，串联于输入的正负极中，副边绕组并联，电流互感器CS1、CS2分别串联在变压器T1和T2的原边侧；MOS管驱动电路T3和T4,用于接收IC1输出的正负占空比相等的PWM交错信号,通过T3和T4交错驱动双管反激主拓扑电路，由于IC1输出的PWM信号正负占空比大小相等且交错驱动两组MOS管(TR3、TR4和TR2、TR6),这种使输入电容C2和C4电压均等，从而使TR1和TR2两组MOS管(TR3、TR4和TR2、TR6)只承担输入电压一半的电压应力，进而实现了超高电压输入，又因主拓扑为反激电路从而可以宽压输入。本实用新型电路中电流互感器用于检测变压器原边电流，当其一个变压器电流大时输出PWM正负占空比会同时关断，这样实现了防变压器饱和以及原边限功率的功能，副边绕组并联实现较大功率输出。使电路超宽及超高电压输入同时输出更大的功率和更高的效率，输入电压高，效率高，比传统双管反激效率提升20个百分点，将全面提升光伏转效能，将节约巨大能源,解决了1500VDC及以上电压输入时效率低体积大功率做不大的问题。

附图说明

图1为本实用新型部分结构示意图；

图2为本实用新型另一部分结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

请参阅图1-2，本实用新型提供一种技术方案：

一种适用于超高电压1600Vdc输入的串联式交错双管反激电路，包括单片机IC1和三极管TR8，所述单片机IC1的脚为PIN脚，所述单片机IC1的1脚串联电容C20、负载R23和电容C11与单片机IC1的5脚连接，所述接地电路设置有多于两个，保护电路，所述单片机IC1的6脚串联R15后连接负载R23和电容C11的公共端，所述单片机IC1的7脚串联R100后连接电容C11和单片机IC1 的5脚的公共端，所述单片机IC1的8脚串联电容C10后连接负载R23和电容C11的公共端，所述单片机IC1的9脚连接C20和单片机IC1的1脚的公共端，所述单片机IC1的2脚串联三极管和电容C64构成回路，所述三极管和单片机IC1的2脚的公共端连接负载R16和电容C13，所述单片机IC1的10脚分别串联负载R24、负载R29和电容C25，所述R29的输出端连接通道选择开关CS，所述单片机IC1的12脚分别串联电容C12和电容C16，所述电容C12与电容C16并联，所述单片机IC1的13脚串联电容C12和电容C16的公共端，所述单片机IC1的15脚串联电容C12和电容C16的公共端，所述电容C12与电容C16并联后连接供电电压VCC，所述单片机IC1的11脚与单片机IC1的14脚为相同的脚，后续电路相同。

所述单片机IC1的11脚串联双向稳压管ZD07，所述双向稳压管ZD07的一端连接供电电压VCC，所述双向稳压管ZD07的另一端连接场效应管TR10的2端，所述场效应管为N型场效应管，所述场效应管TR10的1端分别串联单片机IC1的11脚和负载R297，所述场效应管TR10的3端连接控制变压器T4-C的一端，所述控制变压器T4-C的另一端与负载R297连接。

所述控制变压器T4-C与副边绕组T4-A和副边绕组T4-B互感，所述副边绕组T4-A的一端串联二极管D12、负载R42和负载R45后连接副边绕组T4-A的另一端，所述三极管TR8的2端与副边绕组T4-A的另一端和负载R45的公共端连接，所述三极管TR8的1端串联负载R7后与副边绕组T4-A的一端和二极管D12的公共端连接，所述三极管TR8的3端串联负载R9后与负载R42和负载R45的公共端连接，所述负载R42和负载R45的公共端连接场效应管TR2的1端，所述场效应管TR2的3端分别串联副边绕组T4-A和副边绕组T2-A的一端，所述场效应管TR2的2端连接场效应管TR4的3端，所述副边绕组T2-A的另一端串 联电流互感器CS1，所述电流互感器CS1的另一端连接二极管D4的正极，所述副边绕组T2-A与副边绕组T2-B互感，所述副边绕组T2-B的一端串联二极管D5和电容C8后与副边绕组T2-B的另一端连接构成回路。

本适用于超高电压1600Vdc输入的串联式交错双管反激电路，包括变压器T1、T2，串联于输入的正负极中，副边绕组并联，电流互感器CS1、CS2分别串联在变压器T1和T2的原边侧；MOS管驱动电路T3和T4,用于接收IC1输出的正负占空比相等的PWM交错信号,通过T3和T4交错驱动双管反激主拓扑电路，由于IC1输出的PWM信号正负占空比大小相等且交错驱动两组MOS管(TR3、TR4和TR2、TR6),这种使输入电容C2和C4电压均等，从而使TR1和TR2两组MOS管(TR3、TR4和TR2、TR6)只承担输入电压一半的电压应力，进而实现了超高电压输入，又因主拓扑为反激电路从而可以宽压输入。本实用新型电路中电流互感器用于检测变压器原边电流，当其一个变压器电流大时输出PWM正负占空比会同时关断，这样实现了防变压器饱和以及原边限功率的功能，副边绕组并联实现较大功率输出。使电路超宽及超高电压输入同时输出更大的功率和更高的效率，输入电压高，效率高，比传统双管反激效率提升20个百分点，将全面提升光伏转效能，将节约巨大能源,解决了1500VDC及以上电压输入时效率低体积大功率做不大的问题。

尽管已经示出和描述了本实用新型的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本实用新型的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本实用新型的范围由所附权利要求及其等同物限定。