本实用新型涉及风力发电设备技术领域，具体涉及变桨距控制器的电源驱动领域。
背景技术：
变桨系统是风力发电机的重要组成部分，其中，变桨距控制器按照要求以特定的方式控制电机运转，具体由变桨距控制器内部的对应功率MOS管以某种时序导通截止实现；为了使各功率MOS管正常工作，需要提供其所需功率大小的稳压电源；对于2MW的风电变桨距控制器，变桨系统采用的是75V超级电容器电池作为稳压电源的供电模块；稳压电源的输入电压范围在变桨距控制器的欠压保护电压29V与超级电容器的满充电压85V之间，电压变化范围较宽，目前用于提供功率MOS管工作电源的电路结构简单，电压调整率、负载调整率差，过流保护功能效果欠佳或者是满足了电压调整率及负载调整率，但结构复杂，成本较高；为了使问题得到解决或改善，我们有必要设计一种新的稳压电源。
技术实现要素：
为了解决以上问题，本实用新型提供了一种结构简洁，电压输出稳定性好，用于变桨距控制器的双反馈多路输出开关电源。
为实现上述目的，本实用新型采用了如下的技术方案：
用于变桨距控制器的双反馈多路输出开关电源，以超级电容器作为供电模块；包含隔离反激式开关电源拓扑结构，其反激变压器的副边包含反馈绕组及6路用于提供功率MOS管导通电源的输出绕组；在反激变压器原边的两端匹配连接有开关MOS管保护电路；控制开关MOS管的脉宽调制控制器为电流型单端输出式脉宽调制器；反馈绕组的电压输出端由电压反馈电路及电流反馈电路分别反馈连接至脉宽调制控制器的电压反馈引脚、电流检测引脚；同时还包含基于脉宽调制控制器连接的PI调节电路，以缩短电压反馈闭环、电流反馈闭环的反应时间。
进一步的，各输出绕组的输出两端之间均连接有限压滤波模块；限压滤波模块包含稳压二极管、滤波电阻及两个滤波电容；稳压二极管的阳极与输出绕组的低电位侧输出端相连，稳压二极管的阴极与滤波电阻的一端相连；滤波电阻的另一端与输出绕组的高电位侧输出端相连；两个滤波电容串联后整体并接到输出绕组的输出端，且其串联相接点与稳压二极管的阴极相连后作为参考输出端与功率MOS相连。
进一步的，所述的电流反馈电路包含原边绕组电流反馈电路与反馈绕组电流反馈电路；原边绕组电流反馈电路包含串接在开关MOS管源极与供电模块负极之间的取样电阻；反馈绕组电流反馈电路包含反馈二极管、反馈稳压管与调节电阻；反馈二极管的阳极与反馈绕组的输出相连，反馈二极管的阴极与反馈稳压管的阴极相连，反馈稳压管的阳极与取样电阻串联至取样电阻与开关MOS管源极相接的一端；反馈稳压管的阳极与调节电阻相接的一端连接至脉宽调制控制器的电流检测引脚。
进一步的，所述脉宽调制控制器的输出端经过分压电路连接到开关MOS管的栅极，且在开关MOS管的栅极与供电模块的负极之间连接有钳位单元，用于将栅极电压在脉宽调制控制器输出关断信号期间钳位在截止开关MOS管的控制电压范围。
进一步的，还包含输入整流滤波模块，其一端与供电模块的正极相连，另一端与反激变压器原边的输入端相连。
进一步的，在反激变压器原边的输入端与脉宽调制控制器的电源引脚之间连接有启动电路。
进一步的，反馈绕组经过整流二极管及3.3V稳压管连接至脉宽调制控制器的电源引脚。
进一步的，反馈绕组的输出电压为15V，各输出绕组的高电位输出端与其参考输出端之间的电压为15V，低电位输出端与参考输出端之间的电压为-5V。
本实用新型根据功率MOS管的数量及最优驱动电压设计了包含多路输出绕组的开关电源，结构简单、紧凑；基于电流控制型脉宽调制控制器，通过电压反馈电路保证了输出电压的稳定，通过电流反馈电路起到了输出过流保护，且由PI调节电路保证了电压闭环控制及电流闭环控制的动态适应，实现了输出电压的稳定；钳位单元保证了开关MOS管的切换动作敏捷性，电路更为可靠。
相比于现有技术，本实用新型具有如下有益效果：
结构简洁，电路稳定性好，可靠性高，且成本低。
附图说明
图1为实施例的电路原理图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本实用新型中的技术方案进一步说明。
一种用于变桨距控制器的双反馈多路输出开关电源，以超级电容器作为供电模块；包含隔离反激式开关电源拓扑结构，如图1所示，其反激变压器的副边包含反馈绕组（14-11）及6路用于提供功率MOS管导通电源的输出绕组；在反激变压器原边的两端匹配连接有开关MOS管保护电路，如图1所示，所述的开关MOS管保护电路由R2、C6、C4、C11、R6、R7、D7分别组成RC网络连接到供电模块的负极-BATT, 当开关MOS管Q1在高速的开通与关断的过程中，原边变压器绕组会产生一个很大的反向电压，很容易损坏开关MOS管Q1，这些电路在开关MOS管的开通、关断过程中，能够起到缓冲高压，吸收和释放尖峰电压的作用；控制开关MOS管的脉宽调制控制器为电流型单端输出式脉宽调制器，作为优选方案，使用UCx843系列芯片作为脉宽调制控制器，其电压调整率和负载调整率特性很好，芯片内部的误差放大器、电流检测比较器能分别构成电压闭环控制与电流闭环控制；脉宽调制控制器U1的1脚为误差放大器的输出端，2脚为电压反馈引脚，即芯片U1内部误差放大器的反相输入端；芯片的3脚为电流检测引脚；反馈绕组的电压输出端由电压反馈电路及电流反馈电路分别反馈连接至脉宽调制控制器的电压反馈引脚、电流检测引脚；脉宽调制控制器U1的1脚与2脚之间连接有电容C18，且经过电阻R14连接到供电模块的负极，与脉宽调制控制器U1的内部结构共同构成了PI调节电路，以缩短电压反馈闭环、电流反馈闭环的控制反应时间。
各输出绕组的输出两端之间均连接有限压滤波模块；限压滤波模块包含稳压二极管、滤波电阻及两个滤波电容；稳压二极管的阳极与输出绕组的低电位侧输出端相连，稳压二极管的阴极与滤波电阻的一端相连；滤波电阻的另一端与输出绕组的高电位侧输出端相连；两个滤波电容串联后整体并接到输出绕组的输出端，且其串联相接点与稳压二极管的阴极相连后作为参考输出端与功率MOS相连；各输出绕组的高电位输出端与其参考输出端之间的电压为15V，低电位输出端与参考输出端之间的电压为-5V；反馈绕组经D16整流后输出15V电压。
所述的电流反馈电路包含原边绕组电流反馈电路与反馈绕组电流反馈电路；原边绕组电流反馈电路包含串接在开关MOS管源极与供电模块负极之间的取样电阻R16；反馈绕组电流反馈电路包含反馈二极管D20、反馈稳压管D21与调节电阻R13；反馈二极管D20的阳极与反馈绕组的输出相连，反馈二极管D20的阴极与反馈稳压管D21的阴极相连，反馈稳压管D21的阳极与取样电阻R16串联至取样电阻与开关MOS管Q1源极相接的一端；反馈稳压管D21的阳极与调节电阻R16相接的一端连接至脉宽调制控制器U1的电流检测引脚；变压器原边绕组电流反馈主要由取样电阻R16将电流量变为电压量，变压器原边电感电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入U1的脚3，构成电流控制闭环；当开关管Q1出现过电流时，电阻R16上测得的过电流信号，输送到电流测定比较器的同相输人端，只要R16上的电压达到1V，电流测定比较器动作，通过PWM锁存器使开关管关断，实现过电流保护功能；而反馈绕组的输出经过D20的0.3V压降，反馈稳压管D21压降18V，最后将反馈输出的电压加到电流反馈端，正常的应该在1V以内，当反馈输出过压时，即输出大于20V时，则芯片就会停止输出，实现过流保护；双重的过流保护能够实时的检测变压器输入输出电流，实现双重保护。
所述脉宽调制控制器的输出端经过分压电路连接到开关MOS管的栅极，且在开关MOS管Q1的栅极与供电模块的负极之间连接有钳位单元，即钳位二极管D22，由于开关MOS管的输入电容较高，在开关MOS管Q1高速通断的过程中（即是对MOS管电容的充放电），放电的速度远远赶不上充电的速度。在栅极加上了钳位二级管D22后，当输出高电平时，开关MOS管Q1导通，D22关断；当输出低电平时，开关MOS管关断，此时，MOS管栅极点位被钳位到0V以下（-0.3V)，对于开关MOS管输入电容即可实现快速的放电，为下次充电做准备。
还包含输入整流滤波模块，由100nk 250v CBB电容C3、整流二极管D2组成，供电模块的正极+BATT与整流二极管D2的阳极相连，整流二极管D2的阴极与反激变压器原边的输入端相连。
在反激变压器原边的输入端与脉宽调制控制器的电源引脚之间连接有启动电路；启动电路由R3、C7、C8、R9、发光二极管D13组成；当电路刚接通的时候，C7和C8开始充电，当其并联的电压充至U1启动电压的时候，电路启动，启动电流仅为1mA；即当电容C7、C8上的电压高于U1启动电压时，芯片U1开始工作，这样避免了刚接通电源的瞬间尖峰电压对芯片U1的损害；芯片U1启动后由反馈绕组提供维持芯片正常工作需要的电压。当电路一旦正常工作，由反馈绕组进行对芯片U1的自供电；反馈绕组上的电压经过D18整流，且分出0.7V电压，经过3.3V稳压管D17，再经过C8、C7去耦电容，给芯片U1提供16V电源；一个小电容和一个大电容同时并联接地，使得双路结构在更宽的频率范围内降低电源的阻抗，以提高电源的性能；发光二极管D13用作电源指示灯，R9是发光二极管D13的保护电阻。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本实用新型的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本实用新型进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本实用新型的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本实用新型技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本实用新型的权利要求范围当中。